1. 引言
超高压汞灯(Ultra-High Pressure Mercury Lamp)是新一代高效电光源，具有优越的性能。传统镇流器不仅存在着功率因数低、浪费电能的问题，而且由于声共振现象与光输出特性不稳定，会对人体组织及神经系统造成损害。为了解决传统电感式镇流器的上述问题，本文设计研究了功率因数高、无频闪、易于调光控制并且工作效率高的超高压汞灯电子镇流器 [1]。该装置使用AVR单片机为控制核心，以BUCK变换电路与全桥逆变电路为驱动电路，以LC谐振电路为点火电路，采用成熟的三级式电路拓扑结构，根据超高压汞灯从启动开始到正常工作的各个阶段不同控制模式，进行了相应的软硬件设计，研发了一款330 W的超高压汞灯电子镇流器 [2] [3]。此款电子镇流器的主要技术性能及环境适应性均达到实际使用要求。
2. 电子镇流器工作原理
电子镇流器工作原理如图1所示，电路采用三级拓扑结构。第一级整流与功率因数校正电路，通过集成数字芯片实现，对交流市电进行功率因数校正，输出380V直流电压为镇流器提供稳定输入；第二级BUCK电路，用来实现对镇流器功率的控制；第三级全桥逆变电路，将第二级的直流电转化成交流电，满足灯泡负载的用电要求 [4] [5]。同时，在电路第三级后，串联LC谐振电路，作为点火启动电路。
Figure 1. Schematic diagram of three-stage topology electronic ballast
图1. 三级拓扑结构电子镇流器原理图
3. 系统硬件设计
3.1. 功率电路
电子镇流器结构框图如图2所示，通过前级电路对市电交流电进行功率因数校正，输出380 V直流电为镇流器提供稳定的电压输入。而第二级和第三级的BUCK电路和全桥逆变及谐振电路则在灯泡不同工作阶段中，由单片机控制实现相应的运行状态。在灯泡未点亮前，即灯泡处于冷态未发光状态，灯泡两电极间为兆欧级别的断路状态。镇流器启动点火后BUCK电路工作在恒流状态，全桥电路工作在高频状态，LC谐振电路产生高压击穿灯中气体放电发光 [6] [7] [8]。在灯泡点火成功后，其两极间阻抗骤减为几十欧。单片机通过检测BUCK电路负载电流判断灯泡是否被点亮，点亮后全桥电路降频至正常工作频率，BUCK电路进入短暂的恒流过渡期。过渡期后全桥电路恒定在灯泡额定工作频率，此时频率远离LC电路谐振点而不再产生谐振，作为滤波电路使用，BUCK电路进入较低功率运行一段时间。当灯泡稳定后，BUCK电路功率逐渐升至额定功率并保持恒功率状态 [9] [10] [11]。
Figure 2. Structure block diagram of electronic ballast
图2. 电子镇流器结构框图
由于PFC功率因数校正电路的输出为380 V直流电压，其电压高于灯泡额定电压，所以采用降压式变换电路BUCK电路作为镇流器的功率控制级 [12]。本设计中使用的超高压汞灯为市面常规的330 W灯泡，其启动电压为高达2600 V。由于BUCK输出电压即全桥电路输入电压约为150 V，因此，全桥电路输出将为150 V幅值的方波，所以需要LC电路产生谐振高压进行点火发光。
3.2. 控制电路
3.2.1. 平均电流控制电路
平均电流控制能有效地控制电感的平均电流，无需谐波补偿，电路抗噪性能优越 [13]。本设计中的平均电流控制电路如图3所示，正常运行时，单片机给PNP管提供5 V电压使其关闭，BUCK电路的输出电流经过R1进行采样，与运放正端的单片机输出的DAC信号经电阻分压后的值进行运算。其中，R1的采样信号为反馈信号，DAC信号经电阻分压后的值为给定信号，经过R9和C4构成的补偿网络，对其做平均之后传送到下一级运放Q5作为输出电流，Q5和单片机的PSC功能构成PFM控制器将偏差信号转化为PFM控制信号。
Figure 3. Circuit diagram of BUCK average current control
图3. BUCK平均电流控制电路图
PFM控制器主要由比较器和单片机及其外围RC电路组成，该PFM控制器的输入为经过补偿网络平均后的偏差信号，输出为PFM控制信号。PFM控制器电路原理如图4所示，电路刚开启时输入偏差电压大于负端电压，比较器输出为高电平，由于单片机为低电平调制，那么单片机输出的PFM信号为最大占空比信号，该信号反馈至点p3，与R1上端的5V偏置信号共同作用，根据戴维宁定理，叠加出三角波，作用于Q1的负端，由于单片机在不被调制的情况下输出最大占空比不变，则在偏差电压大于负端三角波最大值时，p2点的三角波形保持不变。
Figure 4. Circuit schematic diagram of PFM controller
图4. PFM控制器电路原理图
PFM调制分时波形如图5所示，当偏差信号的平均值触及并低于三角波顶端时，在比较器末端产生低电平，该低电平传递到单片机的PSC模块，根据所选模式，将占空比电平拉低，进入低电平，经过一定时间再次将电平置高。调制过程中低电平的时间相同，即t2和t4相同，高电平时间不同，即t1与t3不同。由于一个周期内高电平时间可能不同，低电平时间相同，导致其周期可能也不同，所以该调制方法为定宽调频法。
Figure 5. Waveform diagram of PFM modulation time-sharing
图5. PFM调制分时波形图
3.2.2. 功率控制环节
超高压汞灯镇流器的控制方式众多，但最能延长灯泡寿命并使其工作在额定功率的控制方法为恒功率控制的方法。
在本设计中，灯泡正常启动之后，全桥电路的工作频率降为60 Hz，不再起到谐振的作用，其作用为将BUCK电路的输出电压和电流从直流变为交流，以达到灯泡交流供电的要求。在正常启动后，BUCK电路起到了控制功率作用 [14]。而BUCK电路的功率控制方面，采用了双闭环控制的方法，将上述所讲的平均电流控制器作为控制的内环，将功率环作为控制的外环，双环控制系统的基本控制框图如图6所示。
Figure 6. Block diagram of power-current dual-loop control
图6. 功率电流双环控制框图
由于电流环为纯硬件电路控制，因此其响应速度极快，其控制周期相对于外环的电压控制的控制周期而言非常小，因此可认为在外环给定电流之后，内环便可将电流立即调节为设定值。因此，可根据采样回来的电压和设定的功率代入公式(1)，得到电流设定值的给定。
(1)
由公式(2)可知，在功率一定的情况下，电流与阻抗成负相关。若在阻抗较小时运行于额定功率，会造成很大的设定电流。由于超高压汞灯在启动后阻抗很低，随后会逐渐变大稳定。故而本设计采取的恒功率方法为：在正常开启后，先在较低功率下运行，再逐渐升功率至设定功率值。
(2)
以330 W功率为例，若灯泡开启时阻抗为3 Ω，则电流应该设定为10.48 A。如此，MOS管和二极管的耐流值要求将会极大增加，从而导致成本增加。除此之外，为防止电流过大，本设计中将电流限幅于6.7 A保证了电路工作安全性。
单片机设定的功率控制策略如图7所示，在启动成功前期，让灯泡工作在120 W的功率以下，此时的灯泡阻抗很低(图示R0)，由于刚启动电压很低，并未达到稳定工作的范围内，于是继续以4 A的限流使灯泡逐渐升温，其过程如图P6点。升温后电阻增加，假设升到R1，当电压再升高时，功率被限制在120 W (图示P1点)，持续约几十秒后逐渐升功率至330 W。相对而言功率上升比电阻上升速率高，当功率已经升到330 W时，阻抗只缓慢上升至R1，由于将电流限制在6.7 A (图示P5点)，此时功率约为315 W，而不会超功率烧坏灯泡。等到灯泡阻抗逐渐上升并稳定在R2时，灯泡将稳定地运行于额定功率 [15]。
4. 系统软件实现
根据超高压汞灯从启动到正常工作各阶段不同控制模式，控制变量转变，确定模式转换是软件设计的关键所在，合理选择控制变量，使得电子镇流器的输出特性与超高压汞灯的动态特性匹配一致。
Figure 7. Plot of voltammetric characteristics for program setting
图7. 程序设定的伏安特性曲线图
本文设计的超高压汞灯电子镇流器软件流程图如图8所示，谐振阶段单片机控制电路产生高频方波驱动全桥电路，电流控制器对BUCK电路设定了较低的电流给定值，为全桥电路谐振提供所需能量，并起到过流保护作用。当负载改变后，谐振峰将会消失，电路充当滤波功能，所以短时间内仍用高频方波驱动输出不会有较大的影响。故而本装置可以采用了开环检测方法，定时检测灯泡是否被点亮。当低功率阶段的功率逐渐提升到额定功率时，此时软件控制其功率不再升高，维持在额定功率值，其电流值的给定方法与低功率阶段相同。恒功率阶段和低功率阶段都有过热保护措施，在各个运行周期内，AVR单片机的ADC模块采样热敏电阻值，若低于实际设定阈值则表示系统过热，单片机控制镇流器进入待机状态。
Figure 8. Overall flow chart of software implementation
图8. 软件实现整体流程图
5. 样机实验与测试
本文设计制作了AVR单片机控制的330 W超高压汞灯电子镇流器，其样机如图9所示，下面接入220 V、50 Hz交流市电进行测试与分析。由于功率控制中有合适的限流，功率的提升速率缓慢而稳定，不会引起过较大的电流波动，因此在多种不同特性的灯泡实验中，本设计也可以正常运行，并使其工作在设定功率。
Figure 9. Prototype diagram of digital electronic ballast for ultra-high pressure mercury lamp
图9. 超高压汞灯数字电子镇流器样机图
5.1. 谐振阶段工作波形
谐振阶段工作波形如图10所示，黄色波形为输出电压经过四分之一分压后的波形，由此可见在谐振电路开启瞬间，输出端电压可达到千伏级别，产生了高压尖峰，此时灯泡被击穿点亮。之后单片机检测采样电阻值是否达到设定阈值之上，若达到则说明灯泡成功点亮。全桥电路的频率降至正常工作频率，持续两秒进行过渡。过渡阶段后全桥电路进入额定频率的功率运行阶段。绿色波形为BUCK电路输出电压，在谐振阶段，BUCK电路工作在轻载状态，在低功率运行阶段，LC电路不再谐振，此时，BUCK电路相当于接入了负载，从而电压下降，输出电流变大。
Figure 10. Operating waveform diagram of resonant phase
图10. 谐振阶段工作波形图
5.2. 低恒功率运行到恒功率运行阶段
低恒功率阶段到恒功率阶段波形如图11所示，在谐振结束后，首先进入低恒功率阶段，然后再进入升功率阶段，到达额定功率后便稳定在恒功率阶段。
Figure 11. Waveform diagram from low constant power stage to constant power stage
图11. 低恒功率阶段至恒功率阶段波形图
BUCK电压与全桥输出电流如图12所示，本设计中，功率控制方面，有低恒功率和升功率两个过渡阶段，两个过渡过程电流均在5 A左右，与直接恒功率方法相比，电流在整体阶段不存在过大的峰值，从而减小了器件选取难度，提高了系统稳定性。
Figure 12. BUCK voltage and full bridge output current diagram
图12. BUCK电压与全桥输出电流图
5.3. 平均电流控制器相关波形
占空比及其调制波形如图13所示，其中紫色部分为调制脉冲，蓝色部分为输出占空比。调制波的低电平将占空比波形拉低，可减小占空比。
Figure 13. Duty cycle and its modulation waveform diagram
图13. 占空比及其调制波形图
占空比及其形成的三角波波形图如图14所示，紫色为占空比波形，蓝色为其在电容上形成的三角波，由于占空比是动态变化的，三角波随着占空比变化而变化，所以其频率也随之改变，占空比逐渐增大时三角波幅值也在逐渐增大。软件设定占空比的低电平值与高电平值，此种方式为PFM调制。
Figure 14. Duty cycle and its formed triangle waveform diagram
图14. 占空比及其形成的三角波波形图
6. 总结
本文在深入研究与分析电子镇流器的相关技术基础上，研发出了一款330 W的超高压汞灯电子镇流器，实现了对超高压汞灯启动过程以及恒功率的控制，并能够实现长期稳定工作的标准，主要完成了以下几项研究工作：
1) 有源功率因数校正部分采用了集成数字芯片单独实现，使得设备效果极佳性能优越。
2) 对BUCK降压电路进行了研究，实现了对镇流器不同工作阶段的功率控制。同时，本设计采用DCM模式的BUCK电路，使得镇流器在具备优良性能时，也尽可能地拥有更小的体积，从而降低了镇流器成本。
3) 对全桥逆变电路和LC谐振点火电路进行了研究。本文设计了全桥逆变电路，逆变产生的脉冲耦合至LC谐振回路，形成谐振产生高压，使得汞灯完成放电发光。
4) 加入了过压保护、过流保护、过热保护等各种保护电路，确保设备安全可靠地运行。
本文研发的电子镇流器使用AVR单片机为控制核心，以BUCK变换电路与全桥逆变电路为驱动电路，以LC谐振电路为启动电路，采用成熟的三级式电路拓扑结构，根据超高压汞灯从启动过程到正常工作的各个阶段不同控制模式，进行了相应的软硬件设计，研发了一款330 W的超高压汞灯电子镇流器。经过对样机的大量试验与测试，该电子镇流器主要技术性能及环境适应性均达到实际使用要求。