IGBT单管并联研究与仿真

Multiple Single-Tube IGBT Parallel Research and Simulation

摘要: 本文介绍了影响IGBT并联均流的因素，研究IGBT在并联使用中的静态均流和动态均流。通过并联使用电流的不均流度计算出IGBT并联使用时降额的数据并给出建议。利用PSPICE软件建立系统模型，针对杂散电感和驱动电路对IGBT均流特性的影响进行仿真。最后通过工程样机实测多个IGBT并联的均流值与PSPICE仿真的数据对比，仿真波形和实测数据吻合，验证仿真的真实性，通过试验结果验证了文中所述方法对指导多个IGBT并联应用的有效性。

Abstract: This article introduces the factors that affect the parallel current sharing of IGBT and studies the static and dynamic current sharing of IGBT in parallel used. Based on the uneven current flow of parallel connection, the derating data of IGBT in parallel used are calculated and suggestions are given. Based on PSPICE software, the system model is established to simulate the influence of stray inductance and driving circuit on the current sharing characteristics of IGBT. Finally, the actual current value of multiple IGBT connected in parallel with the engineering prototype is compared with the data from the PSPICE simulation. The simulation waveforms are consistent with the measured data to verify the authenticity of the simulation. The experimental results verify the method described in the article for the guidance of multiple IGBTs in parallel Effectiveness.

1. 引言

IGBT借助其高耐压、高电流在逆变器的领域取得了广泛的应用，但是IGBT厂家推出的IGBT模块都是按照电流分段比如400 A、800 A…，由于实际的应用中，我们可能会需求100A、200A、300A、500A、700 A的IGBT，如果选择比较大的IGBT，电流会有一定的浪费，这样对于有些价格要求较高的场合显然不可以接受的。针对某个电流段的电流IGBT大功率应用场合依然有其短板，而在某些对逆变器成本要求严格的低端电动车应用领域，通常会使用小电流IGBT进行多管并联的方法以达到有效降低产品成本的目的。本文主要研究了IGBT驱动电路的参数以及各系统寄生参数对并联应用中IGBT均流特性的影响。

2. IGBT并联均流主要因素

2.1. 静态性能主要影响因素

2.1.1. VCEsat对静态均流影响

并联IGBT芯片VCEsat的不均性引起它们在输出特性上的差异。因此，在正常的开通状态下，造成了电流的不均衡。如图1所示2个IGBT并联连接。图1的Q₁和Q₂输出特性，可由下式近似得出 [1]。

$V_{CEQ1}=V_{01}+r_1\times I_{C1}$ (1)

$r_1=V_1/\left(I_{C1}-I_{C2}\right)$ (2)

$V_{CEQ2}=V_{02}+r_2\times I_{C2}$ (3)

(4)

假设是流过Q₁和Q₂并联连接线路上的集电极电流之和，由于Q₁和Q₂上的压降相同，所以，通过下述方程式可以求出每条线路上流过的IGBT集电极的电流。

(5)

(6)

假设上述方程式种，则Q₁的电流是Q₂的电流的r₂/r₁倍。从图1中可以看出，，所以Q₁承担的电流更大。于是当V_CEsat存在不均性时，低V_CEsat的IGBT承担的电流更大。通过仿真工具仿真不同输出特性IGBT输出电流差异，如图2所示两个IGBT Q₁和Q₂等值斜率电阻，通过仿真Q₁输出电流大于Q₂即如图2所示。

Figure 1. 2 Combination of IGBTs with different output characteristics

图1. 2个不同输出特性IGBT的组合

Figure 2. Simulation output current

图2. 仿真输出电流

2.1.2. 结温对输出特性的影响与电流不均衡

IGBT输出特性中的温度特性对电流不均衡的影响较大。V_CEsat随结温上升而上升的定义为正温度特性，V_CEsat随结温上升而下降的称为负温度特性。图3显示了具正负温度特性的典型输出特性，比较两种IGBT产品的输出特性 [2] [3]，从图3可以看出V-IGBT中，温度特性为正，而N-IGBT中，在额定电流范围内温度特性全部为负。温度特性为正时，一旦结温上升，V_CE相同时的集电极电流会减少。根据上一节，并联连接时V_CEsat较小的IGBT承担的电流较大。因此V_CEsat较小的IGBT的稳态损耗变大，结温上升。如果IGBT有正温度特性IGBT的V_CEsat会上升，使其与另一侧的V_CEsat较高的IGBT互相均衡，相反，IGBT的温度特性为负时，电流不均衡的变化趋势相反。因此，并联连接设计时，需要考虑电流分配问题。总之，与温度特性为负的IGBT模块相比，温度特性为正的IGBT模块容易进行并联连接。所以在并联连接时选用温度特性为正的IGBT进行使用。

Figure 3. Output characteristics of N-type and V-type IGBTs with different junction temperatures

图3. 结温不同N型、V型IGBT的输出特性 [3]

2.2. 动态均流主要影响因素

2.2.1. 阈值电压V_GEth

IGBT的门极开通门槛电压V_GEth在IGBT开通行为中是比较重要的参数，每个IGBT的V_GEth都不一样。硬并联的IGBT如图4，使用同一个驱动器进行驱动，假设V_GE完全同步，施加在两个IGBT上。这两个IGBT由于V_GEth有轻微差异，其开通的时刻就会有差异，有几ns~十几ns的差异 [4]。拥有较高门槛电压的V_GEth的IGBT无法导通，它只能在一段时间△t₁后导通，如图5所示。

Figure 4. IGBT gate drive hard connection

图4. IGBT门极驱动硬连接

Figure 5. Gate hard-connect turn-on delay

图5. 门极硬连接导通延迟

并联IGBT驱动每个IGBT使用独立栅极电阻相比所有IGBT公用一个驱动电阻连接方式而言，可以改善动态过程均流 [5]。这也可以降低由于阈值电压V_GEth之间偏差引起的动态不平衡门槛电压被钳位到米勒平台，虽然每个IGBT仍然具有不同的V_GEth，但是每个IGBT的门槛电压可以独立增加，在很短的△t₁后都达到米勒平台，如图6。

Figure 6. Gate on delay using independent drive resistors

图6. 使用独立驱动电阻门极导通延迟

2.2.2. 杂散电感L_δ引起发射极环流

IGBT并联，杂散电感不对称引起的动态电流不平衡主要是发射极环流造成的。发射极环流是由于功率发射极E1、E3之间存在电位差，而该电压差的产生则是因为有较高的d_i/d_t流过L_s1和L_s3在L_s1和L_s3上产生的。T₁、T₃开通或者关断的时刻，会有换流发生，这时E1和E3会有很短的瞬间有电压差。发射极环流会引起并联IGBT模块严重振荡造成模块损坏，所以要减轻避免发射极环流。以上管开通时刻产生的发射极环流形成分析：下图7中，L₁为负载电感，环路2、环路3为D₂，D₄的续流电流。此时T₁，T₃同时给指令进行开通，D₂，D₄会发生反向恢复现象，假设T₃领先于T₁开通，则反向恢复电流会以图中的环路1穿过L_s1和L_s2。而反向恢复电流的变化率是非常高的，斜率能达到1~5 kA/us，在L_s1和L_s2上产生的电压使E3的电位比E1高 [5]。

Figure 7. Circulation of the emitter

图7. 发射极环流示意

发射极环流对门极信号及IGBT开通行为产生的影响(1)：当发射极环流发生时，发射极电阻上会有压降，而压降的方向则由环流的方向决定，如下图，V_re1的压降为左高右低，此时,。由此可见，V_ge1和V_ge3在这个瞬间会出现一加一减的情况如下图8。

影响(2)：IGBT在开通的瞬间，尤其在米勒平台的位置，集电极电流I_c对门极电压的轻微变化极为敏感。右下图9，如果在米勒平台上，对应I_c爬升的区域，V_ge出现抖动，则I_c会马上受到影响，Ic变化会导致直流母排杂散电感上的电压变化，导致V_ce的形状也可能会出现比较奇怪的波形，最终会影响到开通时刻的动态均流效果。因此发射极环流诱发的驱动回路振荡会影响到IGBT的开关行为，而IGBT的开关行为反过来又会影响驱动回路 [5]。

Figure 8. Emitter feedback gate resistance voltage

图8. 发射极反馈门极电阻电压示意

Figure 9. Oscillation waveform caused by emitter circulation

图9. 发射极环流引起震荡波形

门极负反馈电阻所起的负反馈效果：如图8所示，开通T₁和T₃时，E1和E3的电位都会往上升，最终到达正母线电压，当T₃开通速度比T₁略快时，E3的电位会比E1高，就能产生图中所示的发射极环流。由于发射极电阻的存在，V_ge1会被叠加了一个正的电压，因此T₁的开通速度会被加速，同理，V_ge3被叠加了负的电压，T₃的开通速度会被减慢。而这个变化趋势于之前的假设正好相反就形成了一个负反馈的作用从而一定程度上对开通电流进行均流收敛 [6]。

2.2.3. 直流母排杂散电感杂散参数对均流特性的影响

母线换流回路的杂散电感差异会对并联IGBT动态均流会对产生的影响，对称性并联连接是决定动态均流的关键性问题，以上管开通为例。前一时刻，D₂、D₄在续流，线路4、线路5所示。后一时刻，T₁与T₃同时开通，此时D₂，D₄会发生反向恢复行为，T₁，T₃的电流会以较高的d_i/d_t上升，如线路1、线路2所示。在理想情况下，D₂的反向恢复电流只由T₁提供，D₄的反向恢复电流只由T₃提供。总之不希望左桥臂与右桥臂发生电流的交换。最好是，左右桥臂互不发生耦合。但实际装置中，假设，这表示着两个桥臂的直流母排杂散电感不对称，右桥臂的杂散电感偏大，且，并显著小于L_dcx。由于反向恢复电流的d_i/d_t很大，属于高频电流，它对电感是很敏感的，它会选择阻抗小的路径流动，右桥臂的阻抗大些，T₃的电流可以借助L_s2和L_s1的路径流过D₂，如线路3所示就产生了发射极环流，见图10。所以，即使IGBT能做到同步开关，如果直流母排杂散电感不对称，也会产生发射极环流。因此，在设计直流母排时，要充分考虑结构的对称性确保尽可能相同的杂散电感。通常，有效办法是采用叠层母排结构，通过优化模块布局，有时在母线上故意增加孔或铜排设计成“之”字型等措施，以获取相同的功率换流路径 [4]。

Figure 10. Emitter circulation caused by asymmetry of bus inductance

图10. 母线电感不对称引起发射极环流

3. 并联的降额使用

并联IGBT间静态与动态性能的差异会影响均流，使得有效目标输出电流不得不被降额。通常，降额系数是根据最差的并联情况进行假定，但这种假设在实际应用中并不合理，且被过高估计，这也会增加客户设计成本。从统计角度方面，差异性很大的模块并联概率是很小的，且IGBT参数之间偏离可以忽略。从均流角度方面，并联设计好坏对降额起关键性的作用，且远大于IGBT自身参数差异性所引起的问题。因此，并联应重点考虑如何通过设计确保均流，而不是把重心放在模块参数偏离所造成的影响。

n个模块并联时，假设电流集中流过V_CEsat最小的模块时的情况为最坏工况，通过使用并联数量为2时的电流不均衡度，n个模块并联连接时可以允许的最大的计算公式如下 [7]。

使用2个模块的电流不均衡度为时可以使用Mathcad画出10个IGBT模块并联是降额曲线如下图11。

4. 仿真与整机实验

通过Pspice软件对4个IGBT并联进行双脉冲实验的模型建模如图12，模拟并联IGBT回路上杂散电感进行仿真 [8]，仿真波形如图13，根据论文的中提高并联均流方法，验证所述理论的正确性。

Figure 11. Parallel derating curve for 10 IGBT modules

图11. 10个IGBT模块并联降额曲线

Figure 12. Pspice model of a two-pulse system

图12. 双脉冲系统Pspice模型

Figure 13. Pspice simulated double pulse current waveform

图13. Pspice仿真双脉冲电流波形

IGBT均流样机测试：利用信号发生器模拟DSP给定PWM信号，测试开通关断过程中各个IGBT流过的电流。测试设备：信号发生器、直流电原、泰克5000示波器、双脉冲测试台架下图为测试波形。C1:Q1 Id1，C2:Q2 Id2，C3:Q3 Id3，C4:Q4 Id4，示波器设置为10 mV代表1 A，详细数值见表1。

Table 1. Standard test system results data

表1. 标准试验系统结果数据

最后通过测试样机最大电流的实测数据和Pspice仿真数值(图14下)都在偏差在5%范围之内验证仿真模型的真实性。

Figure 14. Measured data of the maximum current of the prototype and Pspice simulation value

图14. 样机最大电流的实测数据和Pspice仿真数值

5. 结论

本文分析了影响多个IGBT并联均流的相关因素，并阐述一些有助于设计并联的对策。同时，建立系统的Pspice模型并通过测试平台进行试验验证证明仿真和实测结果吻合。最后，对可靠性和将额提供了计算依据，可以为控制器初步方案定评最大程度地提供理论依据。