宽带折叠传输阵天线

Design of the Wideband Folded Transmitarray Antenna

摘要: 本文介绍了一款基于多层频率选择表面的宽频带折叠传输阵天线。该天线包含上层加载线极化栅的平面传输阵面、下层宽带极化扭转反射表面以及平面微带贴片阵列馈源。首先，提出并设计了一款加载线极化栅的三层双环传输阵单元，它可以反射一种线极化波，同时透射另一种与之正交的线极化波。其次，设计了一款宽带反射型极化扭转单元，它可以把一种线极化波扭转为与之正交的另一种线极化波。由于线极化栅和反射型极化扭转单元的存在，上层传输阵面与下层极化扭转反射阵面之间的距离缩减为等效馈源与平面传输阵之间距离的三分之一。最后，加工制作该折叠传输阵。实测结果显示，该天线获得了7%的1-dB增益带宽，天线在中心频点21 GHz处获得了最大增益23.8 dBi，辐射效率为39%。

Abstract: In this paper, a novel folded transmitarray antenna based on the polarization grid (PG) is presented. The transmitarray antenna consists of a planar transmission array, a wideband polarization rotation reflection surface (PRRS) and a wideband stacked microstrip patch array as the primary source. First, a simple three-layer double-ring transmitarray element with the PG is designed, which can reflect one linearly polarized (LP) wave while transmit its orthogonal LP wave. Then, a wideband PRRS element is designed, by which one LP wave can be converted into its orthogonal LP wave. Due to the introduction of PG and PRRS, the distance between the transmitarray plane and the feed phase center can be reduced to about 1/3 of the original focal length. A folded transmitarray antenna is designed, fabricated and measured. The measured results indicate that the proposed antenna achieves 7% 1-dB gain bandwidth with 23.8 dBi gain at 21 GHz. Its maximum aperture efficiency is about 39%.

1. 引言

现代通信系统对作为其关键部件的天线提出了越来越高的性能要求，使其朝着小型化、低剖面、多功能、高集成度的方向发展。尽管传输阵天线作为一种新型的高增益天线已经引起了国内外学者的广泛关注，但由于其采用空馈形式，导致其剖面过高，严重限制了其应用范围。与折叠反射阵不同的是，折叠传输阵由于其传输阵面在馈源的上方，其纵向高度比折叠反射阵的更低，因此对折叠传输阵天线展开深入研究，具有重要的理论意义和工程应用前景。

基于透镜天线理论，Pozar等人第一次提出了平面传输阵天线的概念 [1]。之后，各种各样的传输阵天线被设计出来。例如，多层频率选择表面堆叠技术被用来设计传输阵天线单元，可以增加传输阵天线的带宽 [2] [3]。此外，另一种被称为“接收–传输”模式的机制也被用来设计传输阵天线 [4] [5]。然而，这些传统的传输阵天线都具有较高的剖面，严重限制了其在某些小型化系统中的集成与应用。最近，一些致力于降低传输阵天线的纵向剖面的方法被设计出来，主要包括以下两类：第一类是通过降低天线单元的剖面来降低传输阵天线的高度 [6] [7]。例如，一款使用“Malta”十字结构的双层传输阵单元被设计出来，其剖面仅有0.14个工作波长 [6]。第二类天线通过减小馈源与阵面之间的距离来降低传输阵天线的高度 [8] [9] [10]。例如，通过使用极化扭转传输阵单元使得馈源与阵面之间的距离减小为原来焦距的1/3或者1/4 [8] [9]。然而，这些单元的设计过程较为复杂，且整个天线由于采用喇叭天线作为馈源使得整个天线的体积庞大，不适合小型化趋势。

不同于以前传统的折叠传输阵天线，本文提出的一种宽带可折叠传输阵天线设计，通过在传统的频率选择表面基础上加载线极化栅，实现了传输阵天线的折叠功能，极大降低了传统传输阵的纵向剖面高度，此外，采用平面微带馈源实现了传输阵天线的小型化设计。

2. 天线设计

2.1. 工作原理

如图1(a)所示，传统的传输阵天线包含一个馈源和一个传输阵面。馈源发出的球面波经过传输阵面后，被转化为平面波辐射到自由空间中去。较大的焦径比增加了传输阵的纵向高度，限制了其应用范围。折叠传输阵天线的结构示意图如图1(b)所示。该天线包含一个加载线极化栅的传输相移表面，一个反射型极化扭转表面和一个线极化馈源。加载极化栅的传输相移表面可以反射一种线极化波，同时传输与之正交的另一种线极化波，并且提供相移补偿。馈源发出的一种线极化球面波到达上层传输相移表面，被反射到下层极化扭转表面，经极化扭转表面再反射，同时把极化方向扭转了90˚ (与之正交的另一种线极化波)，这种线极化波将透过上层传输相移表面，并且通过相移补偿被转化为平面波辐射到自由空间。天线的等效馈源位置和传统天线的馈源位置重合，基于射线追踪原则，此时天线的纵向高度仅为原来的1/3。

(a) 传统传输阵天线 (b) 折叠传输阵天线

Figure 1. Diagram of the proposed traditional and folded transmitarray

图1. 传统传输阵和折叠传输阵的结构示意图

2.2. 天线单元结构与分析

本节所设计的折叠传输阵单元结构是在经典传输阵单元基础上改进的，在频率选择表面的最底部加载线极化栅，使其传输一种线极化波的同时反射与之正交的另一种线极化波。加载线极化栅的传输阵单元如图2(a)所示，该单元包含三个介质层，三层双环金属结构分别印刷在三层介质板的上表面，线极化栅印刷在最下层介质板的下表面。三层介质板采用相同的材料为F4B (e_r = 2.2, tand = 0.001)，厚度均为t = 0.5 mm。此外，三层介质板之间具有相同的空气间隔H = 3.5 mm。PRRS单元结构如图2(e)所示，图中给出了单元的俯视图和侧视图。弧形“I”形金属层印刷在ε_r = 2.65，tanδ = 0.009的F4B介质板上，其中开口环的角度为α = 25˚，介质板下表面为金属地板。两个单元的详细结构参数值如表1所示。考虑到单元之间的互耦，采用Ansys HFSS中的周期边界对单元的电磁性能进行仿真，通过对单元的主要参数进行仿真分析优化，获得了良好的相移特性。

图3给出了加载线极化栅的传输阵单元的传输响应。图3(a)给出了单元在不同频点处的传输幅度和相位随参数R₁的变化曲线。从图中可以看出，在中心频点21 GHz处，在−3 dB传输幅度内传输相移达到了310˚，且相移曲线在不同频点处几乎平行，传输幅度也在可接受范围内。图3(b)给出了单元在21 GHz频点处，两种极化波在不同入射角情况下的传输幅度和相位曲线。从图中可以看出，该单元可以完美地传输一种线极化波，同时反射与之正交的另一种线极化波，且透过的线极化波在不同入射角情况下的传输幅度和相位几乎没有明显变化，有利于传输阵设计。因此，在设计阵列时，利用单元在正入射时的传输相位曲线来确定传输阵中各单元的结构尺寸。

图4给出了PRRS单元在不同入射角情况下的反射幅度曲线，其中|Ryx|表示y-极化波转化为x-极化波的反射幅度，|Ryy|表示y-极化波的反射幅度。从图中可以看出，该PRRS单元在整个频带内具有极高的极化扭转率，y-极化波几乎全部被扭转为x-极化波，满足折叠反射阵对PRRS的设计要求。

(a) Overall configuration, (b) the phase shift unit, (c) the polarization grid, (d) side view of the element, and (e) the PRRS unit with θ = 25˚

Figure 2. Configurations of the transmitarray element and the PRRS unit

图2. 加载线极化栅的传输阵单元和PRRS单元结构示意图

Table 1. Parameter values of the transmitarray element and the PRRS unit (Units: mm)

表1. 传输阵单元和PRRS单元的主要结构参数取值(单位：mm)

(a) 单元在不同频率处的传输响应 (b) 单元在中心频点21 GHz处不同入射角情况下的传输响应

Figure 3. Transmission amplitudes and phases versus R₁ at different frequencies and different incident angles

图3. 传输阵单元在不同频率和不同角度下随不同R₁值的传输幅度和相位

2.3. 馈源设计

喇叭天线纵向尺寸较大，加工成本高，不适合用作折叠传输阵天线的馈源。本天线选用平面馈源代替喇叭天线作为折叠传输阵天线的馈源，以使整个天线更加紧凑，更容易与其它平台集成。设计了一款工作在K波段的平面微带堆叠贴片天线阵列。图5给出了该平面馈源的结构示意图。图6给出了馈源的反射系数曲线和两个面的仿真方向图，从图中可以看出，馈源的−10 dB反射系数带宽为19~23 GHz，覆盖了传输阵天线的工作频带。此外，图6(b)给出了馈源在中心频点21 GHz处两个面的仿真方向图，两个面的−10 dB波束宽度分别为±41˚和±42˚，可用cos⁹ (θe)函数来近似，且两个面的方向图基本等化，满足馈源的设计要求。馈源的详细结构参数如表2所示。

Figure 4. Reflective amplitudes |Ryx| and |Ryy| versus frequency with different incident angles

图4. PRRS单元在不同入射角情况下随频率变化的|Ryx|和|Ryy|反射幅度

(a) 俯视图 (b) 侧视图

Figure 5. Structure of the linearly polarized feed antenna

图5. 线极化馈源天线结构示意图

(a) |S₁₁|曲线 (b) xoz和yoz面的幅度方向图

Figure 6. Simulated |S₁₁|, and (b) E-plane and H-Plane radiation patterns at 21 GHz of the feed antenna

图6. 馈源的|S₁₁|和21 GHz频点处的E面和H面方向图仿真结果

Table 2. Parameter values of the feed antenna (Units: mm)

表2. 馈源天线的主要结构参数取值(单位：mm)

2.4. 天线阵列设计

如图7(a)所示，为了把馈源发出的球面波转化为特定方向(θ₀和φ₀)高增益的平面波，阵面上单元需要提供的补偿相移量为：

${\phi }_{element}\left(x_i,y_i\right)=k_0\left(d_i-\sin {\theta }_0\left(x_i\cos {\phi }_0+y_i\sin {\phi }_0\right)\right)$ (2-1)

式中k₀为自由空间中的波数，d_i为单元与馈源相位中心之间的距离

$d_i=\sqrt{{\left(x_i-x_f\right)}^2+{\left(y_i-y_f\right)}^2+z_f^2}$ (2-2)

Figure 7. (a) Principle diagram of the phase compensation for the transmitarray and (b) the array phase distribution

图7. (a) 传输阵天线的相位补偿原理图和(b)阵列相位分布图

根据公式(2-1)和(2-2)，可计算出阵列每个单元所需要提供的补偿相位，如图7(b)所示。根据阵列相位分布，确定阵列单元的结构尺寸，完成整体阵列的设计。根据馈源的−10 dB波束宽度，可确定折叠传输阵的焦径比为0.6。上层传输阵列的口径为圆形，直径为105 mm，每层包含303个单元，下层PRRS表面具有相同的圆口径，两者之间的距离为23 mm，采用介质柱支撑。采用HFSS软件对该天线进行全波仿真分析。为了进一步验证所提出的折叠传输阵天线的电磁性能，对其进行了加工和测试。图8给出了折叠传输阵天线的实物照片以及测量场景。测试过程中，对天线的反射系数和远场辐射性能进行了测试。图9给出了该折叠传输阵天线在不同频点(20.5 GHz、21 GHz和22 GHz)处的仿真和实测归一化方向图。从图中可以看出，各个频点的实测与仿真方向图基本一致。在中心频点21 GHz处，天线在两个面的半功率波束宽度分别为6.8˚和7.3˚，副瓣电平低于−15 dB，交叉极化电平低于−25 dB。在20.5 GHz和22 GHz频率处，天线也具有稳定的方向图。

图10给出了该折叠传输阵天线的|S₁₁|和增益的仿真与实测结果，从图10(a)可以看出，该天线获得了9.5%的−10 dB反射系数带宽。图10(b)给出了增益的仿真与实测结果。从图中可以看出，天线获得了7%的1-dB增益带宽，天线在中心频点21 GHz处获得了最大增益23.8 dBi，辐射效率为39%。实测与仿真曲线基本一致，进一步验证了设计方法的有效性。实测增益略低于仿真增益值，这主要是由加工和测试误差造成的。

表3给出本文设计的天线与现有工作的一些比较。通过对比可以发现，本文所设计的可折叠传输阵天线在带宽和纵向高度两个方面均做出了较好的改善，实现了传输阵天线的小型化。

Figure 8. Photographs of the folded transmitarray under test in a microwave chamber

图8. 折叠传输阵天线在微波暗室的测试照片

(a) xoz面20.5 GHz (b) yoz面20.5 GHz (c) xoz面21 GHz (d) yoz面21 GHz (e) xoz面22 GHz (f) yoz面22 GHz

Figure 9. Simulated and measured normalized radiation patterns of the proposed folded transmitarray

图9. 折叠传输阵在不同频点处的仿真和实测方向图

(a) |S₁₁|仿真与实测结果 (b) 增益仿真与实测结果

Figure 10. Simulated and measured results of the folded transmitarray antenna

图10. 折叠传输阵的|S₁₁|和增益的仿真与实测结果

Table 3. Comparison of the proposed antenna with other works

表3. 该天线与其他工作的比较

3. 结论

本文介绍了一款基于多层频率选择表面的宽频带折叠传输阵天线。该天线包含上层加载线极化栅的平面传输阵面、下层宽带极化扭转反射表面以及平面微带贴片阵列馈源。首先，提出并设计了一款加载线极化栅的三层双环传输阵单元，它可以反射一种线极化波，同时透射另一种与之正交的线极化波。其次，设计了一款宽带反射型极化扭转单元，它可以把一种线极化波扭转为与之正交的另一种线极化波。由于线极化栅和反射型极化扭转单元的存在，上层传输阵面与下层极化扭转反射阵面之间的距离缩减为等效馈源与平面传输阵之间距离的三分之一。最后，加工制作该折叠传输阵。实测结果显示，该天线获得了7%的1-dB增益带宽，天线在中心频点21 GHz处获得了最大增益23.8 dBi，辐射效率为39%。