Ka频段超宽带双圆极化低剖面相控阵天线

Ka-Band UWB Dual Circularly Polarized Phased Array Antenna with Low Profile

摘要: 随着近年低轨卫星星座的兴起，相控阵天线受到广泛关注。在此背景下本文设计了一种工作于Ka频段的相控阵天线，其阵元采用微带天线的形式。与传统超宽带阵元多采用振子天线的方法相比，本设计采用常见的微带天线，具有加工简单、低剖面易集成、双极化等显著优点。通过测试可知：该天线驻波小于2的带宽为43%，辐射效率大于85%的带宽为43%，具有较好的阻抗特性和辐射特性，本工作具有一定的创新性和工程实践意义。

Abstract: With the rise of LEO Satellite Constellation in recent years, phased array antenna has attracted much attention. In this paper, a Ka-band phased array antenna is designed. The array element uses the form of micro-strip antenna. The antenna has the characteristics of ultra-wideband, dual circular polarization, low-profile and high radiation efficiency. Compared with the traditional ul-tra-wideband array element which mostly uses the dipole antenna, the micro-strip antenna is used in this design. It has the advantages of simple processing, easy integration of low profile. According to the test, the bandwidth with the VSWR less than 2 is 46% and the bandwidth with radiation efficiency greater than 85% is 43%. So, this work has innovation and meaning for engineering practice.

3. 单元天线的设计

微带天线由于具有剖面低、重量轻、成本低及易于批量生产等特点备广泛地应用于通信领域。微带天线实现圆极化的方法一般是给辐射贴片激励两个等幅度、相位相差90˚的激励模，一般由各种不同形式的馈电网络来提供这样的激励分布，本设计使用了正交网络作为天线的馈电网络并实现了左右旋的双圆极化。对于微带天线的宽带实现，一般的方法有多枝节法、多路开槽法、宽带陷波法及寄生耦合法等，本次设计使用了寄生耦合方法实现天线的超宽带特性 [12] [13]。

图5为微带天线的辐射原理图，该微带天线可等效为相距W，长度为L的两个同相激励的缝隙天线。对于矩形微带天线可以借助矢量位法、并矢格林函数法、腔体模型法等对其进行分析。假设天线的介质基板的厚度为h，介电常数为 ${\epsilon }_{\text{r}}$ 天线的工作频率为f，c表示光速，则矩形微带天线的宽(W)和长(L)可用以下公式(1)表示：

$W=\frac{c}{2f}{\left(\frac{{\epsilon }_r+1}{2}\right)}^{-\frac{1}{2}},L=\frac{c}{2f\sqrt{{\epsilon }_e}}-2\Delta l$ (1)

公式(1)中的 ${\epsilon }_e$ 和 $\Delta l$ 分别表示等效介电常数和线伸长量，可由公式(2)计算得到：

${\epsilon }_e=\frac{{\epsilon }_r+1}{2}+\frac{{\epsilon }_r-1}{2}{\left(1+\frac{12h}{W}\right)}^{-\frac{1}{2}},\frac{\Delta l}{h}=0.412\frac{\left({\epsilon }_e+0.3\right)\left(W/h+0.264\right)}{\left({\epsilon }_e-0.258\right)\left(W/h+0.8\right)}$ (2)

Figure 5. The radiation principle of micro-strip antenna

图5. 微带天线辐射原理图

本次设计使用了矩形微带天线，并使用正交(90˚)混合网络对微带贴片进行馈电，通过H缝隙对两层寄生耦合贴片实现超宽带的特性。为了简化设计和方便后续对阵列的组装等考虑，本次的微带天线贴片采用的是正方形贴片。使用的PCB介质板材料为罗杰斯高频层压板材RT/duroid 6006和陶瓷PTFE粘结片RO3006，各层板通过多层压合、盲埋孔及表面沉金等工艺实现了一款Ka频段超宽带双圆极化低剖面天线，图6为该天线模型的示意图。天线的工作频段为18~20 GHz，驻波比要求小于2，并具有左右旋圆极化功能。

Figure 6. The graph of micro-strip antenna model

图6. 微带天线模型示意图

从图6中可以看出，天线的输入端口有两个，分别为左旋圆极化和右旋圆极化。当能量从任意一个端口输入时，通过分支线混合网络后被分成两路幅度值相等相位相差90˚的信号，从而实现了双圆极化的特性。两个端口分别接入后端TR组件的射频通道中，实现每个端口独立的幅相控制。由于微带天线具有低剖面的特性并且在设计时选择了较薄的板材，天线的整体厚度小于1.6 mm。通过调节寄生贴片的大小及该贴片与直馈贴片之间的距离可实现天线的超宽带、较好的极化等特性。下图7~9分别为单元天线的驻波仿真曲线图、轴比仿真曲线图、实际增益仿真曲线图。

Figure 7. The VSWR of antenna

图7. 天线驻波

Figure 8. The AR of antenna

图8. 天线轴比

Figure 9. The real gain of antenna

图9. 天线增益值

从图7可以看出该天线驻波的绝对带宽为10.22 GHz，相对带宽为50%，具有优异的超宽带特性。图8为该天线中心频点的轴比，法向轴比值为0.174 dB，具有很好的极化隔离性能。图9为该天线中心频点的实际增益值，法向最大值为6.52d Bi，且主极化和交叉极化的隔离性较好。从以上数据可以看出该天线具有优异的超宽带特性、圆极化性能及方向性。阵元的电气性能会对阵列天线方向图的合成产生影响，从以上各图仿真结果可以看出阵元具有良好的电气特性，这为后续阵列天线的设计起到了关键的作用。较宽的工作带宽可以提高系统的适应性，可以满足更多的业务需求；轴比性能的提高，可以提高收发天线的隔离度防止通信时的干扰；微带天线成熟的加工工艺方便大规模地批量化生成，起到节约生产成本的目的，为后续低成本相控阵天线提供了支撑。

Figure 10. The picture of antenna

图10. 微带天线实物图

图10为该天线的实物图，该天线由正交混合馈电网络和辐射贴片组成，采用了多层压合等加工工艺，具有超宽带、双圆极化及低剖面等特性。由天线辐射效率的定义可知，在天线的导体损耗和介质损耗减小的情况下，天线的辐射功率会提高进而提升天线的辐射效率。为了降低该天线在高频段的导体损耗和介质损耗本次设计选用了罗杰斯(ROGERS)高频板材。使用压延铜箔作为辐射贴片并对其进行表面沉金处理，且板材本身具有较小的损耗角正切参数。该一体化天线单元的最终厚度小于1.6 mm，具有优异的低剖面特性，非常易于和TR组件或者多功能射频芯片集成。适合对高度有严格要求的机载、车载动中通等场景使用。下图11~13分别为对单元天线的驻波、轴比、增益以及天线辐射效率的实测结果曲线。

Figure 11. The VSWR measurement result of the antenna

图11. 电压驻波比实测曲线

Figure 12. The AR measurement result of the antenna

图12. 轴比实测曲线

Figure 13. The gain and efficiency measurement results

图13. 增益和辐射效率实测曲线

Table 3. The test results of the antenna element

表3. 单元天线测试结果

从图11~13及表3可以看出该天线的驻波绝对带宽为8.45 GHz，相对带宽为43%；轴比绝对带宽为7.54 GHz，相对带宽为37%；增益绝对带宽为6.37 GHz，相对带宽为31%；辐射效率在85%以上的绝对带宽为8.97 GHz，相对带宽为43%。从以上数据可知，该天线各项指标的相对带宽都在30%以上，是一款具有优异辐射特性的高性能天线。其频带完全覆盖了Ka频段动中通的接收频段，作为卫星通信地面终端来说具有较好的应用前景。

4. 阵列天线的设计

LEO卫星相比GEO卫星的飞行速度更快数量更多，所以地面终端应具备对卫星快速跟踪、波束切换及波形调整等功能，相控阵天线相比传统机械扫描天线具有极大的优势。相控阵天线通过改变天线单元连接的TR组件射频通道中移相器的相位来实现阵列波束的扫描，一般采用矩形栅格布阵、三角形栅格布阵或同心圆环栅格布阵等 [14] [15] [16] [17]。在本次设计中为了简化设计和后期组装采用了矩形栅格布阵。设有一如图14所示的MxN排布的矩形平面阵，阵面所在平面为OXY面，行间距为d_x列间距为d_y且d_x = d_y。

Figure 14. The graph of rectangular array antenna

图14. 矩形栅格排布的平面阵列

则阵因子可由公式(3)表示为：

$F\left(\theta ,\phi \right)={\displaystyle \underset{m=1}{\overset{M}{\sum }}{\displaystyle \underset{n=1}{\overset{N}{\sum }}{\stackrel{\dot{}}{I}}_{mn}{e}^{jk\left(m{d}_x\cos \phi +n{d}_y\sin \phi \right)\sin \theta }}}$ (3)

当各个单元的电流分布为可分离型分布时，阵因子可由公式(4)表示为：

$F\left(\theta ,\phi \right)=F_x\left(\theta ,\phi \right)\cdot F_y\left(\theta ,\phi \right)$ (4)

$F\left(\theta ,\phi \right)=\{\begin{array}{l}{F}_x\left(\theta ,\phi \right)={\displaystyle \underset{m=1}{\overset{M}{\sum }}{I}_{xm}{\text{e}}^{jm\left(k{d}_x\cos \phi \sin \theta -{\alpha }_x\right)}}\\ F_y\left(\theta ,\phi \right)={\displaystyle \underset{n=1}{\overset{N}{\sum }}{I}_{ym}{\text{e}}^{jn\left(k{d}_y\sin \phi \sin \theta -{\alpha }_y\right)}}\end{array}$ (5)

其中的α_x和α_y表示沿x和y方向的递变相位，当最大值指向为(θ₀, α₀)时，α_x和α_y为：

$\{\begin{array}{c}{\alpha }_x=k{d}_x\cos {\phi }_0\sin {\theta }_0\\ {\alpha }_y=k{d}_y\sin {\phi }_0\sin {\theta }_0\end{array}$ (6)

同时，使栅瓣不在实空间出现的条件为：

$d_x,d_y<\frac{\lambda }{1+\sin {\theta }_{\max }}$ (7)

因为天线工作在Ka的高频段，所以馈电网络部分和辐射天线部分已经不允许使用焊接的方式进行连接装配，相应地应该使用多层板层压技术来实现一体化的天线设计。本次设计中天线板材选用了罗杰斯高频层压板材RT/duroid 6006和陶瓷PTFE粘结片RO3006，两种板材从底部开始依次层压加工，且两种板材的相对介电常数(εr)都为6.15。这样选择的好处有两个方面的考虑：首先板材间介电常数值相同可以有效避免因为介电常数突变带来的场分量的不连续；其次选用硬质的陶瓷板材可以有效地提高最终整阵的平整度，从而在整阵装配时提高天线阵面和组件面的贴合度。从Bottom层开始到Top为止，板材厚度依次为：0.25 mm，0.13 mm，0.25 mm，0.64 mm，0.25 mm，图15为天线阵列的实物图。在进行测试时，天线阵通过测试工装板对接到射频控制板上进行测试。

Figure 15. The picture of array antenna

图15. 阵列天线实物图

图16所示分别为阵列天线的方向图测试曲线，波束扫描角分别为0˚，10˚，20˚，30˚，40˚的情况。从仿真结果可知，该阵列天线具有良好的旁瓣抑制能力和极化隔离能力。

Figure 16. The gain and AR measurement results. (a) The scan angle at 0˚; (b) The scan angle at 10˚; (c) The scan angle at 20˚; (d) The scan angle at 30˚; (e) The scan angle at 40˚

图16. 方向图扫描实测值。(a) 扫描角0˚；(b) 扫描角10˚；(c) 扫描角20˚；(d) 扫描角30˚；(e) 扫描角40˚

Table 4. The results of the gain and AR of the antenna array

表4. 阵列天线增益和轴比测试结果

副瓣的抑制能力是阵列天线中的一项重要指标，通过阵列综合法对阵列进行综合得到各个阵元的激励销锥分布，对各阵元幅度的加权可有效地提高阵列天线的副瓣抑制能力。从图16和表4可以看出，天线在各个扫描角情况下其SLL均小于−17 dB有较好的旁瓣抑制能力。在卫通领域中收发天线一般使用不同的极化方式，提高阵列天线的轴比可以通过对阵元进行空间圆极化的排布，可以有效地提高阵列天线在扫描时的极化抑制能力。从图16和表4可以看出，随着扫描角度的变大其轴比值变大，但是AR均小于2.7 dB具有较好的极化抑制能力。从以上的数据可以看出，该阵列模块具有较好的辐射性能，为下一步进行大规模组阵建立了基础。

5. 结论

本文设计了一种于Ka频段的相控阵天线，通过仿真分析和实际测试表明改天线具有良好的电特性。具体方法是将馈电网络和辐射贴片通过多层PCB板进行整体设计，采用耦合馈电的方式实现了宽带展宽，且具有双圆极化和低剖面的特性。相比于其他天线形式，本设计中微带的形式具有易加工、易集成等优点。作为天线系统可以应用于车载、船载、机载等平台，对今后相控阵天线的研制具有一定的工程实践意义。后续工作可以从简化工艺复杂度、降低产品成本、方便电装及易测试性等方面展开。

基金项目

装发共用技术预研项目：31504610301。