基于多端Flyback拓扑的功率变换系统研究

The Study on Power Converter System Based on Multi-End Flyback Topology

摘要: 反激式功率变换器结构简单，转换效率高，损耗小，能提供多路直流输出，因而得以广泛应用。本文首先分析了当前功率变换器的研究现状与发展趋势，明确了设计与改进的方向。其次，分析了单端Flyback型功率变换器的工作原理，并对一些重要模块进行了详细的研究。对于变换器功率因数不高的问题、谐波治理的问题，提出了改进思路，进行了电路拓扑结构优化。仿真实验结果表明，本文所设计的基于反激式拓扑的功率变换系统具有电路结构简单、效率高、电路稳定性高、电路损耗小等特点，能实现单相输入交流电压转变为多路隔离输出的直流电压，具有很高的应用价值。

Abstract: As an important type of power converter, flyback switching power supply has simple circuit structure, high conversion efficiency, small loss, and it can provide multi-channel AC output, so it is widely used. In this paper, the feasibility of using a single-ended flybackpower converter to realize a certain voltage level of DC is verified. Firstly, the current research status and development trend of switching power supply are analyzed, and the direction of design and improvement is made clear. Secondly, the working principle of single-ended flybackpower converter is analyzed, and some important modules are studied in details. For the common problems of switching power supply, such as low power factor and harmonic control, this paper puts forward the improvement idea and carries out the circuit structure optimization. The simulation results show that the power converter employing flyback topology in this paper has the characteristics of simple circuit structure, high circuit stability, less test ripple and so on. It can realize the transformation of single-phase input AC voltage into multi-channel isolated output DC voltage, and has a high practical value.

1. 引言

随着经济社会的发展，电能运用领域的不断拓展，也对电能的转换提出了新的要求。不同的电压等级的交直流电源适用于不同的场合。尤其是在电气控制等领域，对直流电源的需求日益增加。在现代电子设备设计中，节约电源成本，提高电源转换效率日益受到人们的关注 [1] [2] 。开关电源的产生与发展伴随着电力电子技术，并与之相辅相成，互相促进。

20世纪50年代，开关电源领域开始受到科学家和技术人员的关注，美国科学家罗耶在1955年发明了直流变换器，它首次采用了脉冲宽度调制控制，开启了开关电源研究的大门。接下来的十几年中，伴随着高频开关器件的发展，开关电源的研究转入高频领域 [3] [4] 。如今，+5 V、+12 V、+24 V等电压等级的直流电较为常见，这些直流电一般通过开关电源变换后得来。在生活中，开关电源广泛用于手机充电、USB接口供电、电脑供电等，让我们的生活丰富多彩。在工业、航天、国防等重点领域，开关电源是各种控制系统的重要组成部件，起到不可替代的作用，是名副其实的众多“幕后英雄”之一。

2. 反激式开关电源工作原理

2.1. 反激式开关电源基本流程

反激式开关电源的基本流程图如下图1所示，其中包括功率因数补偿模块、滤波模块、整流模块、降压变压器、稳压模块、采样反馈模块和直流输出模块等。

在交流输入模块中，220 V的工频交流电通过功率因数补偿模块、滤波模块后流入开关电源的整流模块的交流侧。整流模块的直流侧与降压变压器的一次侧相连。降压变压器的二次侧与滤波模块相连。滤波模块与稳压模块相连。经过稳压模块得到的直流电在直流输出模块中对外电路输出。在直流输出模块中的直流电通过采样模块反馈给稳压模块，实现反馈控制，因而得到更为稳定的直流输出电压。

2.2. 单端反激式开关电源拓扑结构分析

反激变换器(Flyback Converter)主要由功率开关管VF (这里使用的是IGBT)、整流二极管VD、电容C_f和变压器T构成。反激式开关电源的基本结构如下图2所示。

Figure 1. Flow chart of flyback switching power supply

图1. 反激式开关电源的基本流程图

Figure 2. Schematic diagram of flyback switching power supply

图2. 反激式开关电源基本原理图

简而言之，反激式变换器工作过程分两步：

1) 当开关管VF导通时，一次侧绕组将输入端电能转换为磁能存储进铁芯。此时，二极管VD承受反向电压而关断，负载RL通过电容C_f维持一定的电压。

2) 当开关管VF关断时，二极管VD承受正向电压而开通，铁芯中存储的磁能通过二次侧绕组给电容充电，同时给负载供电。

2.3. 反激式开关电源工作模式分析

对于反激式开关电源来说，有两种工作模式，即电流连续工作模式和电流断续工作模式。电流连续工作模式是指变压器两个绕组的合成磁动势在一个周期中不为零，即变压器铁芯中的磁通恒不为零；电流断续工作模式是指变压器两个绕组的合成磁动势在开关管截止期间有一段时间为零，即变压器铁芯中的磁通在开关管截止期间有为零的时刻。假设变压器一次侧匝数为W₁，二次侧匝数为W₂，开关管VF的占空比为D，工作频率为f_s，输入电压为V_in，故有临界断续电流：

$I_{OG}=I_o=\frac{V_{in}}{2L{f}_s}\frac{W_1}{W_2}\left(1-D\right)D=4I_{OG\max }\left(1-D\right)D$ (1)

在电流连续工作续模式下，变压器铁芯中的磁通为零的时间(死区时间)为零。开关管每次开始导通时变压器铁芯中储存的磁能还有残留，这种剩余的磁能会随着工作时间延长而积累，导致变压器一次侧绕组电流不断呈阶梯形式上升。这就是连续工作模式下磁芯饱和的问题。当磁心饱和时，磁感应强度基本不变，dB/dt近似为零，根据法拉第电磁感应定律，将不会产生自感电动势去抵消母线电压，又因为一次绕组线圈的电阻很小，母线电压几乎全部加在开关管上，开关管会瞬时损坏。

在断续工作模式下，死区时间保证了磁通的及时复位。因此，断续工作模式下开关电源工作稳定，在实际运用中广为采纳。而在断续工作模式下，反激式开关电源存在三种开关模态，如图3所示。

(a) 模态1 (VF导通) (b) 模态2 (VF截止) (c) 模态3 (VF关断电流断续)

Figure 3. Switching mode

图3. 开关模态

在模态1中，开关管VF导通，二次绕组不构成回路。整个变压器仅在一次侧有电流，一次侧的电流实现了从电能向磁能的转换。在这种状态下，铁芯磁通和一次侧电流从零开始线性增加。当将要进入模态2时，一次侧电流l_p达到最大值I_pmax：

$I_{p\max }=\frac{W_2}{W_1}\frac{1}{1-D}{I}_o+\frac{V_{in}}{2L_1{f}_s}D$ (2)

在模态2中，开关管VF关断，变压器二次侧电压只要大于输出电压(亦是电容C_f两端电压)，则二次侧通过二极管VD形成同路，通过二次侧电流实现了从磁能向电能的转换。在这种状态下，铁芯磁通从最大值开始线性减小至零。刚刚进入模态2时，流过VD的电流的最大值为：

$I_{s\max }=\frac{W_1}{W_2}{I}_{p\max }=\frac{1}{1-D}{I}_o+\frac{W_1}{W_2}\frac{V_{in}}{2L_1{f}_s}D$ (3)

在模态3中，开关管VF仍然处于关断状态，但变压器二次侧的电压低于电容电压，因而变压器一次侧和二次侧均不形成回路，仅仅靠电容维持负载电压。在这种状态下，铁芯磁通为零，变压器回归初始状态。而在实际的工作电路中，开关管的开关频率变的很高，加之滤波器的广泛使用，输出电压的纹波减少，电路的输出基本稳定。

电流断续时，反激式开关电源输出电压V_o不仅与占空比D有关，且与负载电流I_o有关，具体表达式如下：

$V_o=\frac{V_{in}{W}_2}{W_1}\frac{D}{1-D}=\frac{V_{in}^2{D}^2}{2L_1{f}_s{I}_o}$ (4)

开关管VF和二极管VD工作分别承受一定的电压，因此选择器件时，其额定电压要大于其承受电压的最大值。开关管VF和二极管VD承受电压的最大值分别为：

$V_{VF}=V_{in}+\frac{W_1}{W_2}{V}_o=\frac{V_{in}}{1-D}$ (5)

$V_D=V_o+\frac{V_{in}{W}_2}{W_1}$ (6)

3. 反激式开关电源仿真验证

通过上述对反激式开关电源进行的一系列分析、研究工作，对反激式开关电源工作机理进行了系统地分析验证。最后，还需进行电路模型搭建以及仿真分析的工作，如图4所示。整个电路的工作原理：输入电压经过整流桥将220 V交流电整流得到平均值为198 V的脉动直流电压，然后通过电解电容C1将直流电压中交流部分滤除掉，得到的直流电压通过电阻R6的分压作用给电容C18进行充电，当电容C18的电压达到UC2844的启动电压门槛值时，UC2844开始工作，开始输出驱动脉冲，6引脚输出驱动信号控制开关管的通断。当UC2844启动后由反馈绕组Np2供能，当开关管IGBT1导通时，输入电压加在一次侧绕组NP1上，二次侧绕组NS1、NS2、NS3的产生的感应电压为上负下正，而整流二极管VD2、VD14因反偏而截止，反之二极管VD15导通，负载P5和P12由储能滤波电容C15与C23的放电供能。而负载N15由变压器直接供能并向电容C21进行充电。当开关管IGBT1截止时，二次侧绕组感应电压为上正下负，整流二极管导通，负载P5和P25直接由变压器进行供电，负载N15由电容C21放电得到供能。

为了详尽探讨前述理论分析以及验证所搭建仿真电路模型中各部分功能，通过对电路进行仿真模型搭建和参数调试，进而得到如图5所示仿真实验波形。

从图5的波形图可以看出，P5电压上升时间约为6 ms，电压最后能稳定在+5 V左右。N15电压上升时间约为7 ms，电压最后也能稳定在−15 V左右。P25电压上升时间约为9 ms，电压最后也能稳定在25 V左右。三个输出波形的仿真结果显示，电路输出波形超调量均在5%之内，上升时间很短，稳态误差在5%内。综合分析以上电路波形，所设计电路经220 V、50 Hz的交流输入后能实现+5 V、−15 V和+25 V三路隔离输出的直流电压。

Figure 4. Simulation model

图4. 仿真电路模型

Figure 5. Simulation experimental results

图5. 仿真实验结果

4. 结论

本文首先分析了当前功率变换器的研究现状与发展趋势，明确了设计与改进的方向。其次，分析了单端Flyback型功率变换器的工作原理，并对其工作模态进行了详细的研究。对于变换器功率因数不高的问题、谐波治理的问题，进行了电路拓扑结构优化。仿真实验结果表明，本文所设计的基于反激式拓扑的功率变换系统具有电路结构简单、效率高、电路稳定性高、电路损耗小等特点，能实现单相输入交流电压转变为多路隔离输出的直流电压，具有较高的应用价值。

基金项目

天津市教委科研计划项目(2020KJ093，2022KJ029)；国家级大学生创新训练计划项目(202210061014)。

NOTES

^*通讯作者。