一种基于有源开关的阵列天线带内模式项RCS减缩方法

A Method for Reducing RCS of In-Band Mode Term in an Array Antenna Based on Active Switches

摘要: 针对干扰天线分时工作的特点，结合雷达散射截面的模式项理论，研究通过对比馈电网络调控模式项的几种方式，采用有源开关对馈电网络进行控制，实现隐身与干扰双模式分时工作；同时优化开关数量，有效减缩带内模式项RCS，保持了天线较高的辐射效率。

Abstract: In view of the time-sharing operation characteristic of the jammer antenna and grounded in the mode-item theory of radar cross section (RCS), this paper compares several approaches for controlling the mode items via the feed network. An active switch is employed to govern the feed network, thereby enabling time-sharing operation between the stealth mode and the jamming mode. Furthermore, by optimizing the number of switches, the in-band mode-item RCS is effectively reduced, while a high radiation efficiency of the antenna is preserved.

1. 引言

天线总雷达散射截面(Radar Cross Section, RCS)由结构模式项散射与天线模式项散射两部分叠加构成[1] [2]。其中，结构模式项散射源于入射波在天线表面激发的感应电流直接产生的电磁波散射，其特性、量级由天线的尺寸、结构、材料等自身物理参数决定；天线模式项散射则源于天线接收电磁波后，由于馈电端口阻抗失配导致部分接收功率被反射，进而经辐射单元再次向外辐射的二次散射场[3]。

与孤立天线单元不同，阵列天线的天线模式项RCS并非各单元模式项RCS的简单线性叠加，而是由阵列天线接收入射波后，经馈电网络传输、端口阻抗失配反射，最终由各辐射单元向外再辐射所形成的相干合成散射场。其工作频带内的天线模式项RCS的减缩工作不仅是单天线辐射–散射悖论在阵列层面的延伸，更涉及馈电网络的多径效应、寄生谐振、空间相干约束等难题。

有源开关接入馈电网络可调整天线阵面的模式项，并且可靠性高，可任意调整开关的工作时机。但是实际应用中面临开关尺寸和外围控制电路布局的空间限制，并且对于低成本化设计有一定的局限性。

本文将有源开关合理布置在馈电网络中，实现了隐身与辐射效率的分时兼顾，同时控制了阵面复杂性与成本。

2. 模式项理论

2.1. RCS构成

采用网络分析模型研究阵列天线，如图1所示。

Figure 1. Schematic diagram of the analytical model for the array antenna [3]

图1. 阵列天线分析模型示意图[3]

设阵列天线单元数为m，馈电网络端口数为m + 1，发射/接收机的反射系数为${\Gamma }_1$ ，取参考面$S_1$ ，令此参考面上的端口为0端口，在天线单元与馈电网络连接的单模传输区取参考面，令该参考面上与m个阵列单元对应的端口为1~m端口。

馈电网络的S参数方程可表示为：

$\left[\begin{array}{c}{b}_0\\ {\left[b^{\prime }\right]}_m\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{S^{\prime }}_{00}& {S^{\prime }}_{01}\\ {S^{\prime }}_{10}& {S^{\prime }}_{11}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{a}_0\\ {\left[a^{\prime }\right]}_m\end{array}\right],$ (1)

其中，$a_0$ 为0端口向馈电网络入射模复振幅，$b_0$ 为出射模复振幅，${a^{\prime }}_i$ 为第i个天线端口向馈电网络方向的入射模复振幅，${b^{\prime }}_i$ 为出射模复振幅。

对天线阵列采用球面波函数展开法分析，将S₂外空间的阵列天线辐射和散射总场采用球面波函数展开：

$E={\displaystyle \sum _{i=m+1}^{\infty }\left(a_i{e}_i^{in}+b_i{e}_i^{out}\right)},$ (2)

利用$\left(a_i,b_i\right)$ (其中$i=m+1,m+2,\cdots ,m+n,\cdots$ )表示场$E$ 展开的球面波函数的第i个入射波球面波和出射球面波的复振幅。当n趋近于无穷大时，可将天线阵列和外场特性用分块矩阵完整表示为(已减去入射场)：

$\left[\begin{array}{c}{\left[b\right]}_m\\ {\left[b\right]}_n\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\left[s\right]}_{mm}& {\left[s\right]}_{mn}\\ {\left[s\right]}_{nm}& {\left[s\right]}_{nn}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\left[a\right]}_m\\ {\left[a\right]}_n\end{array}\right],$ (3)

其中，

${\left[b\right]}_m={\left[s\right]}_{mm}{\left[a\right]}_m+{\left[s\right]}_{mn}{\left[a\right]}_n,$ (4)

${\left[b\right]}_n={\left[s\right]}_{nm}{\left[a\right]}_m+{\left[s\right]}_{nn}{\left[a\right]}_n,$ (5)

${\left[b\right]}_m$ 为反射/接收幅度矢量，${\left[b\right]}_n$ 为辐射/散射幅度矢量。由于馈电网络与阵列天线的m个端口相连，因此${\left[b^{\prime }\right]}_m={\left[a\right]}_m,{\left[a^{\prime }\right]}_m={\left[b\right]}_m$ 。

0端口的接收机负载反射系数为${\text{Γ}}_1$ ，传输线特性阻抗为$Z_0$ ，接收机内阻为$Z_1$ ，则

${\Gamma }_1=\frac{Z_1-Z_0}{Z_1+Z_0},$ (6)

$a_0={\Gamma }_1{b}_0,$ (7)

代入式(1)得

${\left[b^{\prime }\right]}_m={\left[S^{\prime }\right]}_m{}_0{\Gamma }_1{b}_0+{\left[S^{\prime }\right]}_m{}_m{\left[a^{\prime }\right]}_m,$ (8)

记为

${\left[b^{\prime }\right]}_m={\left[s\right]}_{mm}^l{\left[a^{\prime }\right]}_m,$ (9)

其中

${\left[s\right]}_{mm}^l={\left[S^{\prime }\right]}_{mm}+\frac{{\Gamma }_1}{1-{S^{\prime }}_{00}{\Gamma }_1}{\left[S^{\prime }\right]}_{m0}{\left[S^{\prime }\right]}_{0m},$ (10)

同理

${\left[b^{\prime }\right]}_m={\left[s\right]}_{mm}^l{\left[a^{\prime }\right]}_m,$ (11)

代入式(3)，得

${\left[b\right]}_m={\left\{{\left[I\right]}_{mm}-{\left[s\right]}_{mm}{\left[s\right]}_{mm}^l\right\}}^{-1}{\left[s\right]}_{mn}{\left[a\right]}_n,$ (12)

${\left[b\right]}_n={\left[s\right]}_{nm}{\left[s\right]}_{mm}^l{\left[b\right]}_m+{\left[s\right]}_{nn}{\left[a\right]}_n,$ (13)

假设阵列天线的1~m端口全匹配，${\left[a\right]}_m=\left[0\right]$ ，则

${{\left[b\right]}_m|}_{{\Gamma }_i=0,\left(i=1,2,\cdots ,m\right)}={\left[s\right]}_{mn}{\left[a\right]}_n={\left[b\right]}_m^x,$ (14)

${{\left[b\right]}_n|}_{{\Gamma }_i=0,\left(i=1,2,\cdots ,m\right)}={\left[s\right]}_{nn}{\left[a\right]}_n={\left[b\right]}_n^x,$ (15)

元素$b_x^k$ 表示天线在其余所有单元端口均匹配的情况下，受入射波激励时k端口的匹配接收幅度。

将式(12)、(14)、(15)代入(13)可得散射幅度矢量式：

${\left[b\right]}_n={\left[b\right]}_n^x+{\left[s\right]}_{nm}{\left[s\right]}_{mm}^l{\left\{{\left[I\right]}_{mm}-{\left[s\right]}_{mm}{\left[s\right]}_{mm}^l\right\}}^{-1}{\left[b\right]}_m^x,$ (16)

令$\left[C\right]={\left\{{\left[I\right]}_{mm}-{\left[s\right]}_{mm}{\left[s\right]}_{mm}^l\right\}}^{-1}$ ，则

$b_i=b_i^x+{\displaystyle \sum _{k=1}^m{s}_{ik}}{\displaystyle \sum _{p=1}^m{s}_{kp}^l}{\displaystyle \sum _{q=1}^m{C}_{pq}{b}_q^x},\left(i=m+1,\cdots ,m+n,\cdots \right),$ (17)

其中，$s_{ik}$ 为${\left[s\right]}_{mm}$ 的元素，$s_{kp}^l$ 为${\left[s\right]}_{mm}^l$ 的元素，$b_i$ 为${\left[b\right]}_n$ 的元素。

式(17)两边同乘以第i个外行球面波函数$e_i^{out}$ 并求和，可得

${\displaystyle \sum _{i=m+1}^{\infty }{b}_i{e}_i^{out}}={\displaystyle \sum _{i=m+1}^{\infty }{b}_i^x{e}_i^{out}}+{\displaystyle \sum _{k=1}^m{\displaystyle \sum _{p=1}^m{\displaystyle \sum _{q=1}^m\left({\displaystyle \sum _{i=m+1}^{\infty }{e}_i^{out}{s}_{ik}}\right)s_{kp}^l{C}_{pq}{b}_q^x}}},$ (18)

令

$E={\displaystyle \sum _{i=m+1}^{\infty }{b}_i{e}_i^{out}},$

$E_0^s={\displaystyle \sum _{i=m+1}^{\infty }{b}_i^x{e}_i^{out}},$

$E_a^s={\displaystyle \sum _{k=1}^m{\displaystyle \sum _{p=1}^m{\displaystyle \sum _{q=1}^m\left({\displaystyle \sum _{i=m+1}^{\infty }{e}_i^{out}{s}_{ik}}\right)s_{kp}^l{C}_{pq}{b}_q^x}}},$

即

$E^s=E_0^s+E_a^s.$ (19)

其中，$E^s$ 代表外行散射波叠加构成的空间散射总场，$E_0^s$ 为阵列天线的结构模式项散射场，$E_a^s$ 为阵列天线的天线模式项散射场。即阵列天线的空间散射场也可以表示为结构模式项散射场与天线模式项散射场的叠加[3]。

2.2. 模式项减缩一般方法

2.2.1. 端口阻抗匹配

端口阻抗匹配法为常用的降低天线模式项RCS的方法，通过优化馈电端口阻抗特性，削减端口处的反射能量。该方法可以从源头抑制再辐射场强度，虽为直接手段，但难以实现宽带化，且易与天线增益指标形成设计折中。

2.2.2. 相位延迟传输

对于阵列天线，可在天线单元与馈电网络间串入特定电长度的传输线，利用辐射信号单次穿越、散射信号往返穿越所产生的相位差，实现对天线模式项散射场相位的定向调控。但该方法往往应用于较窄频段，且受阵列天线本身尺寸限制。

2.2.3. 矢量相消干涉技术

该方法通过调控单元端接负载阻抗或优化阵列口径分布，使天线模式项散射场与结构模式项散射场在远区形成幅度相当、相位相反的矢量叠加。该手段需精确建立两类散射场的幅相特性模型，难度较大，且抵消效果对频率与角度均较敏感，难以实现宽频带、多角度的减缩效果。

3. 馈电网络调控模式项的方式

3.1. 无源单向隔离器调控网络

该方法原理图见图2，在阵面网络层增加无源单向隔离器，发射阵面和接收阵面需方向相反安装，进行有用射频信号发射或接收，隔离空间中散射信号。此方法需在网络和天线相接的端口位置增加，且需要将射频信号引到网络背面，当信号通过单向隔离器后，再通过短路柱穿过印制板网络层与天线相接。

Figure 2. Schematic of the passive unidirectional isolator regulation network

图2. 无源单向隔离器调控网络原理图

此方法在制作流程中使用金丝键合工艺，并且需要封装在壳体内部，还需考虑接地和导热。缺点是尺寸较大需要匹配传输线，经过市场调研中电科9所GWP9271型微带隔离器，其ku频段最小尺寸为5 mm × 5 mm；八九九科技GW2425-x型微带隔离器，其ku频段最小尺寸为7 mm × 6 mm；且所有隔离器任意两个器件之间需要5 mm间距(防止互吸)，导致阵面网络无法排布。

3.2. 有源二极管调控网络

Figure 3. Schematic diagram of the active diode-based reconfigurable network

图3. 有源二极管调控网络原理图

该方法原理图见图3和图4。PIN二极管的主要用途就是作为微波控制器件，其特点是可控功率大、插入损耗小以及在正、反偏压下可得到近似短路和开路的特性。增加有源二极管的方法需要额外的控制模块来保证隔离射频信号和控制信号，导致布线难度增加，且有源二极管等效电容电感特性随频率会有较大变化，导致馈电网络难以匹配，每个通道的幅度相位一致性较差，会影响天线辐射特性。

Figure 4. Circuit layout of the active diode-based reconfigurable network

图4. 有源二极管调控网络电路图

3.3. 有源开关模块调控网络

该方法原理图见图5，增加有源开关模块的方案本质上与上述有源二极管的方法类似，同样需要电压转换模块，需要布线，增加控制和射频线路，但是减少了外围隔离电路。

Figure 5. Schematic diagram of the active switching module control network

图5. 有源开关模块调控网络原理图

以上方法都是基于模式项对隐身性能的影响原理，将受控通断器件布置在馈线网络上，在必要时切断网络，降低模式项对RCS的贡献。

4. 有源开关网络优化

4.1. 辐射性能

天线采用经过修形技术结构项较小的对拓Vivaldi单元[4]-[11]构成8 × 8阵面，组阵后仿真模型如图6所示。设计要求阵面在机头倾斜25˚放置，需通过馈电网络将波束偏转25˚保证波束指向机头方向，方向图仿真结果如图7所示。

Figure 6. Simulation model of the antenna array aperture

图6. 天线阵面仿真模型

Figure 7. Array beam steering direction with integrated feed network

图7. 带馈电网络后阵面波束指向

因天线辐射和散射频带高度重合，且雷达探测来波方向和辐射波束指向基本一致，故带内模式项散射尤为显著。为有效控制模式项散射，拟在天线单元馈电处增加射频开关：阵面需要隐身时，开关断开，天线进入静默状态，抑制模式项散射；阵面需工作时，开关导通，恢复天线辐射性能。增加开关后阵面正反面结构示意图如图8和图9所示。

Figure 8. Schematic view of the array aperture with integrated switching modules

图8. 加载开关后阵面示意图

Figure 9. Configuration diagram of the 8 × 8 switching matrix

图9. 8 × 8开关配置示意图

Figure 10. Effect of varying switch count on antenna radiation patterns

图10. 不同开关数量对天线方向图影响

开关选用WKHN9005H型单刀单掷开关模块，常温下插损最大1.7 dB，波动约0.4 dB，即插损1.3~1.7 dB，相位波动约±5˚。为减小插损对阵面辐射特性的影响，对加载不同开关数量的情况进行了仿真验证，以32开关和64开关两种情况为例进行了仿真计算，计算结果如图10所示。32开关和64开关分别导致阵面增益损失1.47 dB和1.59 dB。可见开关数量增多后导致增益损失略微增大，且费用翻倍。在使用时需尽量减少开关数量，从而增加可靠性和降低成本。

4.2. 隐身性能

对加载不同数量级开关的模型进行RCS仿真，仿真设置参数：入射波频率为15 GHz；极化方式为垂直极化；入射角度范围为俯仰±10˚和方位±30˚；将仿真数据在单频点的整个角域内进行均值计算，结果如图11所示，当开关数量增加时，RCS在减小，但当开关数量为32个和64个时，阵面的RCS基本相同，达到了优化的目的。

Figure 11. Effect of varying switch count on RCS

图11. 不同开关数量对RCS的影响

5. 总结

本文通过分析阵列天线模式项散射机理，采用阵列天线馈电网络增加开关器件的方式，有效降低了模式项对RCS的贡献。通过对开关网络的优化，使开关器件用量减少50%，增益提升0.12 dB，RCS恶化小于0.12 dB。