一种紧凑型双频段横电磁波线性源馈电网络设计方法

A Compact Dual-Band Transverse Electromagnetic Wave Linear Source Feeding Network Design Method

摘要: 针对卫星通信天线小型化、高增益、口径复用的需求，设计一种工作在Ku (12.25~12.75 GHz)、Ka (19.6~21.2 GHz)的新型双频段横电磁波线性源馈电网络。网络包含：采用级联E-T结构的波导功分器，对比H-T结构缩短了横向尺寸；含有直角结构扭波导的模式转换器，扭波导长度仅为四分之一波长，且对比现有锐、钝角结构更易加工；将两频段生成的线性源组合的双工器，实现天线辐射体的单端口双频激励。仿真结果显示，Ku/Ka频段反射系数均优于−22 dB，传输系数分别优于−0.18 dB、−0.1 dB，隔离度分别优于−36 dB、−40 dB，合成波电场幅度波动范围分别为±1.5 dB、±0.8 dB，相位波动范围分别为±10 ˚、±8˚。新型双频馈电网络幅度波动为双平行板馈电系统的15%，避免了能量的锥削分布；横向尺寸约为H-T馈电网络的50%，实现了结构的紧凑设计。

Abstract: In response to the requirements of miniaturization, high gain, and aperture reuse of satellite communication antennas, a novel dual-band transverse electromagnetic wave linear source feeding network working in Ku (12.25~12.75 GHz) and Ka (19.6~21.2 GHz) bands is designed. The feeding network consists: a waveguide power divider that adopts a cascaded E-T structure that is shorter in the H-T lateral dimension; a mode converter containing a right twist waveguide that is easier to manufacture than acute or obtuse angle structures and is only one quarter of a wavelength in length; a duplexer that combines two sources generated in two frequency bands to achieve single-port dual-frequency excitation of an antenna radiator. The simulation results show that the reflection coefficients in the Ku/Ka frequency bands are better than −22 dB, the transmission coefficients are better than −0.18 dB and −0.1 dB respectively, the isolation levels are better than −36 dB and −40 dB respectively, the amplitude fluctuation range of the synthesized wave electric field is ±1.5 dB and ±0.8 dB respectively, and the phase fluctuation range is ±10˚ and ±8˚ respectively. The amplitude fluctuation of the novel dual-frequency feed network without tapering is 15% of that of the dual parallel-plate feed system; its compact lateral size is approximately 50% of that of the H-T feed network.

1. 引言

平面天线系统通常需要适应不断压缩的空间，同时保持宽带、高增益等关键性能，因此，需要设计结构紧凑、幅相稳定的TEM波(Transverse Electromagnetic Wave, TEM Wave)线性源对辐射体进行激励。完成标准波导TE₁₀模到平行板波导TEM模的转换，常见的方法有两种：使用双平行板(Pillbox)馈电系统、使用H面网络型线性源。文献[1] [2]设计Pillbox馈电结构，在焦点处放置馈源照射抛物反射柱面，在反射方向形成TEM波，然而Pillbox由两层悬空的平行板构成，结构不稳定，容易变形，并且产生的TEM波沿馈线呈锥削分布，能量不均匀，进而导致天线口径效率降低。文献[3] [4]采用多级等幅同相H-T结形成树状并馈网络，在延伸方向形成TEM波，然而H-T结横向沿波导长边延伸，尺寸约为沿波导短边延伸的E-T结的2倍，不易与天线口径面共形。文献[5]设计一种交错腔结构产生TEM波线性源，激励单频段天线辐射缝隙，文献[6]利用E面功分器级联两级反对称台阶结构设计单层单频段TEM波线性源，然而单频天线难以适应卫星通信系统日益增长的多功能化需求。文献[7] [8]采用H面功分器级联平行板双工器激励双频段平面天线，文献[9]设计切角反射型极化扭转结构的正交共面双频段馈电网络，然而H面功分器横向尺寸较长，正交共面馈电网络两频段结构存在相互干扰。扭波导实现E面到H面的转换，经典型扭波导长度不小于2倍波导波长。文献[10]设计一种由介质基片制作的长度为0.08倍波导波长的哑铃型90˚阶梯扭波导，然而介质的使用引入了较高的损耗。文献[11]设计一种倾斜放置的长度为0.25倍波导波长的纺锤形90˚扭波导，然而结构中存在的钝角及锐角存在加工较难控制的问题。

为解决以上问题，实现平面天线的紧凑、高增益及双频段共口径等特性，本文设计一种新型双频段TEM波线性源馈电网络，其结构如图1所示。波导–平行板模式转换器包含由三级反对称移位阶梯组成的扭波导，实现电场90˚扭转，阶梯厚度即扭波导长度为${\lambda }_g/4$ ，各级阶梯均为直角结构，较现有的锐、钝角结构扭波导更易于加工；E-T型功分器相较于双频共口径平面天线现采用的H-T型功分器横向尺寸缩短了近0.5倍，且输出端口数目的任意性拓宽了馈电网络的应用场景；双工器的滤波结构实现了天线双频段单端口激励。经过电磁计算及仿真优化，本文设计的馈电网络实现了Ku (12.25~12.75 GHz)/Ka (19.6~21.2 GHz)两频段TEM波信号的产生、传输与隔离，为双频共口径平面天线提供良好的激励方案。

Figure 1. Dual-band TEM wave linear source feed network

图1. 双频段TEM波线性源馈电网络

2. 总体设计

双频段TEM波线性源馈电网络由低/高频波导功分器、低/高频波导–平行板模式转换器、平行板双工器等部分构成。低/高频波导平行板模式转换器位于平行板双工器的两侧，分别由低/高频波导功分器输出端口阵列提供激励。功分器输出端口数目可随天线馈线长度任意选取。

本文设置低频段工作在Ku (12.25~12.75 GHz)，高频段工作在Ka (19.6~21.2 GHz)，两频段均为下行频段，作为接收天线，功率混合网络充当合路器的作用，输出端口连接低噪声放大器。假设等效抛物面天线0.7 m口径，设置馈线总长度L = 609.6 mm，根据TE₁₀模在矩形波导中的传输条件，波导宽边满足：

$\lambda \le a_i\le \lambda /2$ (1)

式中：$i=L$ 、$H$ ，分别代表低频、高频。

可知低/高频矩形波导宽边$a_L$ /$a_H$ 应满足：$12.24\text{ mm}\le a_L\le 23.53\text{ mm}$ /$7.65\text{ mm}\le a_H\le 14.15\text{ mm}$ 。波导–平行板模式转换器具有周期性，其周期数目与功分器输出端口数目一致，每个周期包括一个反对称移位扭波导结构，将功分器输出的E面波导扭转为与平行板耦合的H面波导。H面波导并排布局且间距较短，波导–平行板模式转换器周期长度$P_i$ 应略大于矩形波导宽边长度，周期数目为

$N_i=\frac{L}{P_i}$ (2)

式中：$i=L$ 、$H$ ，分别代表低频、高频。

选择低频周期长度$P_L=19.05\text{ mm}$ ，高频周期长度$P_H=12.7\text{ mm}$ ，则低频周期数目$N_L=32$ ，高频周期数目$N_H=48$ 。考虑到实物加工时可采用电镀铜或纯铜工艺，本文在微波仿真软件中建立空气腔体模型，将腔体外背景设置为铜，即将背景材料磁导率设为1，电导率设为5.96e + 007 S/m。

3. 功分器设计

功分器是将一路输入信号分成多路输出的器件，也可将多路信号合成一路输出作为合路器使用[12]，本文用作合路器。波导T形结是一种可用作功率分配/合成的三端口网络。针对Pillbox馈电的天线口径效率较低、结构悬空易变形，H-T型树状并馈网络横向尺寸长、不易与天线共形问题，本文采用折叠型波导E-T结级联形成功分网络，结合波导–平行板模式转换器，实现TEM波线性源的紧凑设计。

图2为加载三级台阶的单个折叠E-T结的结构示意图与等效电路图。输入端口1与输出端口2，3可采用相同宽a和高$b_1$ ，特性阻抗均为$Z_1$ ，加载台阶后波导高度为$b_2$ 、$b_3$ ，特性阻抗分别为$Z_2$ 、$Z_2$ ，最上层窄台阶偏移位置决定同时端口2与端口3的功率比值。弯曲段引入切角结构以减小拐弯突变带来的不均匀性，阻抗$Z_s$ 随切角宽度、角度变化，低反射时$Z_s=Z_1$ 。上下两层波导折叠处阻抗$Z_{slot}$ 随缝隙波导宽度变化，与端口阻抗关系式为

$\frac{Z_{slot}}{Z_1}=\frac{2S_{11}{b}_3}{b_3-S_{11}\left(b_1+b_3\right)}$ (3)

下层两级宽台阶可等效为4个电容$-j{X}_{c1}$ 、$-j{X^{\prime }}_{c1}$ 、$-j{X}_{c2}$ 、$-j{X^{\prime }}_{c2}$ 。每级阶梯是指两个具有相同宽边，不同窄边波导的相接面，以最下层宽台阶为例，令$Y_1$ 和$Y_2$ 分别为两个波导的特性导纳，则

$\frac{-j{X}_{c1}}{Y_1}=\frac{\left(b_1/b_2-1\right)-S_{11}\left(b_1/b_2+1\right)}{S_{11}-1}$ (4)

通过准静态法求得$-j{X}_{c1}$ 的解析表达式[13]。同理，可求得其余电容参数。E-T结左侧传输线长度$l_1$ 、$l_3$ 与右侧传输线长度$l_2$ 、$l_4$ 随各级台阶偏移位置变化，同时影响端口2与端口3的功率比值，每级台阶对应左、右两侧传输线的特性阻抗相同。

(a) 结构示意图 (b) 等效电路图

Figure 2. Single folded E-T junction

图2. 单个折叠E-T结

将多个E-T结级联组成波导功分器，E-T结的阻抗带宽随台阶级数增加而拓展，两侧引入拐角结构，解决输出反相问题。幅度及相位可以由台阶、拐角与传输线长度任意控制，为产生TEM波，控制幅相一致。根据上文可知，低/高频输出端口数目分别为32、48个。无耗网络各输出端口传输系数为

$S_{n1}=10\log \left(\frac{P_{outn}}{P_{in1}}\right)\left(\text{dB}\right)$ (5)

式中：$S_{n1}$ 表示端口1到端口n的传输系数，$P_{outn}$ 表示端口n输出功率，$P_{in1}$ 表示端口1输入功率。

根据公式(5)计算可得，低/高频传输系数分别为−15.1 dB、−16.8 dB。低/高频结构如图3(a)、图3(b)所示，模型阴角倒圆角，内部采用非标准波导，输入端口设计标准波导(低频：BJ120；高频：BJ220)转换模块，功分器输入端口即为合路器输出端口，连接低噪声放大器。同时激励各输出端口，验证用作合路器时效果。

(a) 低频功分器结构 (b) 高频功分器结构

Figure 3. Schematic diagram of low-frequency and high-frequency power divider structures.

图3. 两频段功分器结构示意图

(a) 反射系数及功率分配仿真结果 (b) 相位波动仿真结果

Figure 4. Simulation results of reflection coefficient and power distribution

图4. 反射系数及功率分配仿真结果

Figure 5. Combiner result

图5. 合路器结果

图4(a)给出低/高两频段反射与功率分配仿真结果，S_n1(L)表示低频传输系数，$n=2,3,\cdot \cdot \cdot ,33$ ，结果显示，S₁₁ < −33 dB，−15.3 dB < S_n1(L) < −14.8 dB，接近目标值−15.1 dB，即低频输出等幅度，且传输低损耗；S_n1(H)表示高频传输系数，$n=2,3,\cdot \cdot \cdot ,49$ ，结果显示S₁₁ < −27 dB，−17.2 dB < S_n1(H) < −16.5 dB，接近目标值−16.8 dB，即高频输出等幅度，且传输低损耗。图4(b)给出两频段相位波动结果，纵坐标表示端口2和n相位差的绝对值，低频(L)时$n=3,4,\cdot \cdot \cdot ,33$ ，高频(H)时n为$n=3,4,\cdot \cdot \cdot ,49$ ，结果显示，相位差波动分别为±5˚、±2.7˚，低/高两频段各输出端口相位接近。

图5给出低/高两频段网络作合路器时仿真结果，纵坐标表示同时激励端口1外所有端口，n个激励端口的反射系数，低频(L)时$n=2,3,\cdot \cdot \cdot ,33$ ，高频(H)时$n=2,3,\cdot \cdot \cdot ,49$ ，结果显示，反射系数分别小于26 dB、−24 dB，低/高两频段网络反射能量均较少，均可用作合路器。

4. 波导–平行板模式转换器设计

为完成E面波导到平行板的模式转换，生成均匀TEM波线性源，本文设计一种新型波导–平行板模式转换器，包括周期离散扭波导阵列和阶梯变换平行板两部分。由于现有扭波导存在或长度较长，或损耗较大，或结构较复杂等问题，设计一种新型扭波导，输入为E面，输出为H面，中间设置反对称移位波导调谐网络，通过合理的移位参数，实现电场90˚扭转及传输线阻抗匹配。H面波导阵列与平行板耦合，生成TEM波，平行板设置阶梯变换结构，抵消反射。反对称移位波导调谐网络由n级阶梯构成，相当于在扭转面处波导窄面加入感性膜片[14]。反射系数$\Gamma$ 采用二项式系数分布时为

$\Gamma =\frac{{\sin }^2\theta }{\pi \left(\frac{2a}{\lambda }-0.8\right)}{2}^{n-1}{\cos }^{n-1}\frac{2\pi l}{{\lambda }_g}{\text{e}}^{-j\left(n-1\right)\theta \frac{2\pi }{{\lambda }_g}l}$ (6)

式中：$\theta$ 为阶梯旋转角度，${\lambda }_g$ 为波导波长，a为波导宽边长度，l为扭波导段长度。由此式可见，当$l={\lambda }_g/4$ 时，$\Gamma =0$ ，即无反射，扭波导达到完全匹配。

平行板中的阶梯为${\lambda }_g/4$ 阻抗变换器，其结构示意图如图6所示，$\Gamma$ 为输入端反射系数，${\Gamma }_0$ 、${\Gamma }_1$ 为参考平面$T_0$ 、$T_1$ 处反射系数，$Z_0$ 、$Z_1$ 、$Z_2$ 分别为各段传输线的特性阻抗，$\theta$ 为阻抗变换节的电长度。

Figure 6. Schematic diagram of ${\lambda }_g/4$ stepped impedance converter

图6. ${\lambda }_g/4$ 阶梯阻抗变换器示意图

${\lambda }_g/4$ 阻抗变换器反射系数模值为

$\left|\Gamma \right|=\frac{Z_2-Z_0}{Z_2-Z_0}\left|\cos \theta \right|$ (7)

由此式可见，当$\theta$ 在0到$\pi$ 范围内时，反射系数模值以曲线$\theta =\pi /2$ 为对称且平滑变化，当$\theta =\pi /2$ ，即阶

梯长度$l_2={\lambda }_g/4$ 时，$\left|\Gamma \right|=0$ ，阻抗变换器达到匹配。

由于波导–平行板模式转换器具有周期性，设计时建立单周期模型，通过对单周期模型的调整实现阵列设计。考虑加工问题，对模型中阴角作倒圆角处理，低频单周期波导–平行板模式转换器结构如图7所示。高频与低频模型结构一致，仅参数取值存在差异，不再显示高频模型结构。

(a) 立体图 (b) 正视图

(c) 俯视图 (d) 侧视图

Figure 7. Low frequency waveguide parallel plate mode converter

图7. 低频波导–平行板模式转换器

(a) 输入端口 (b) 反对称移位波导 (c) 输出端口

Figure 8. Low frequency (f = 12.5 GHz) twisted waveguide electric field

图8. 低频(f = 12.5 GHz)扭波导电场

(a) 输入端口 (b) 反对称移位波导 (c) 输出端口

Figure 9. High frequency (f = 20.4 GHz) twisted waveguide electric field

图9. 高频(f = 20.4 GHz)扭波导电场

(a) 低频(f = 12.5 GHz) (b) 高频(f = 20.4 GHz)

Figure 10. Electric field distribution of waveguide parallel plate mode converter

图10. 波导–平行板模式转换器电场分布

Figure 11. Reflection coefficient and transmission coefficient results

图11. 反射系数与传输系数结果

扭波导输入端口连接功分器输出端口，保持其参数不变，输出端口连接平行板，宽度略窄于周期长度。扭转部分设置三级阶梯，各级阶梯以输入/输出波导中心为原点，呈反对称阶跃移位结构，厚度均为扭波导段长度l，约为四分之一波长。本文设计的扭波导相较于经典型扭波导不小于2倍波长缩短了长度，相较于文献[10]采用的介质基片结构减小了损耗，相较于文献[11]设计的纺锤形扭波导降低了结构的复杂度。参数调整后，低/高频扭波导内电场如图8~9所示，(a) 表示输入端口电场方向，(b) 表示反对称移位波导腔体内电场方向，(c) 表示输出端口电场方向。结果显示，低/高两频段扭波导均实现了电场的90˚扭转。

单周期波导–平行板模式转换器内的电场分布如图10所示，(a)表示f =12.5 GHz时低频模式转换器中电场分布情况，(b) 表示f =20.4 GHz时低频模式转换器中电场分布情况，结果显示，低/高两频段矩形波导内的TE₁₀波经过扭波导结构均在平行板中形成均匀TEM波。反射系数与传输系数仿真结果如图11所示，低频段内，反射系数S₁₁ < −30 dB，传输系数S₂₁ > −0.08 dB，输入端口反射能量少，输出端口传输能量多，电磁波在波导–平行板模式转换器内低反射低损耗传输。高频段内，反射系数S₁₁ < −37 dB，传输系数S₂₁ > −0.01 dB，与低频段类似，电磁波在波导–平行板模式转换器内低反射低损耗传输。

5. 平行板双工器设计

文献[6]利用E-T功分器级联周期连续台阶结构设计单频段TEM波线性源，未进行双频段设计，本文设计平行板双工器组合低/高两频段分别产生的TEM波，由单端口对天线辐射体进行双频段激励。在端口连接处两侧分别设置${\lambda }_g/4$ 短路线形成滤波支节结构，抑制频段间互扰，从而确保低/高频信号的隔离。图12为${\lambda }_g/4$ 短路线结构与等效电路示意图，结构图中给出本文采用的双滤波支节结构。

(a) 双支节结构示意图 (b) 单支节等效电路图

Figure 12. ${\lambda }_g/4$ short circuit structure and equivalent circuit

图12. ${\lambda }_g/4$ 短路线结构与等效电路

长度为l的短路传输线输入阻抗是

$Z_{in}=Z_0\tanh \left(\alpha +j\beta \right)l=Z_0\frac{1-j\tanh \alpha l\cot \beta l}{\tanh \alpha l-j\cot \beta l}$ (8)

假定在$\omega ={\omega }_0$ 处${\lambda }_g/4$ ，并令$\omega ={\omega }_0+\Delta \omega$ ，对于TEM传输线有

$\cot \beta l=cot\left(\frac{\pi }{2}+\frac{\pi \Delta \omega }{2{\omega }_0}\right)\approx \frac{-\pi \Delta \omega }{2{\omega }_0}$ (9)

对于小损耗，$tanh\alpha l\approx \alpha l$ 。于是

$Z_{in}=Z_0\frac{1+j\alpha l\pi \Delta \omega /2{\omega }_0}{\alpha l+j\pi \Delta \omega /2{\omega }_0}\approx \frac{Z_0}{\alpha l+j\pi \Delta \omega /2{\omega }_0}$ (10)

因为$\alpha l\pi \Delta \omega /2{\omega }_0\ll 1$ 。这个结果与RLC并联电路的阻抗有同样的形式，所以图12的单个滤波支节结

构对${\lambda }_g/4$ 有并联式谐振，抑制了波长为${\lambda }_g$ 电磁波的传输。双支节由两个单支节级联组成，可实现更好的

滤波效果。

Figure 13. Parallel plate diplexer structure

图13. 平行板双工器结构

平行板双工器结构如图13所示，端口1为双频段共用输入端口，端口2为低频输出端口、端口3为高频输出端口。端口2高度高于端口3，端口2及端口3侧加载大小不同的滤波调谐支节，保证各端口间信号的传输及隔离。支节1和2深度接近高频信号的四分之一波长，抑制高频信号进入端口2，支节3和4深度接近低频信号的四分之一波长，抑制低频信号进入端口3。

Figure 14. Simulation results of S parameters of parallel plate diplexer

图14. 平行板双工器S参数仿真结果

S参数仿真结果如图14所示，输入端口反射系数S₁₁在低频(12.25~12.75 GHz)及高频(19.6~21.2 GHz)两频段内均低于−20 dB，输入端口反射能量少；低频传输系数S₂₁ > −0.11 dB，高频传输系数S₃₁ > −0.07 dB，低/高两频段均实现了低损耗传输；低频隔离度S₃₁ < −34 dB，高频隔离度S₂₁ < −29 dB，实现了低/高频信号的隔离。文献[8]采用8级调谐凹槽的平行板双工器实现了17.7~21.2 GHz、27.5~31 GHz两频段各端口反射系数低于−20 dB，低频隔离度小于–20 dB，高频隔离度小于−25 dB，本文设计的双工器降低结构复杂度的同时指标优于文献[8]。图15(a)、图15(b)分别为低、高频时双工器内部能量分布图，如图所示，低频信号激励时端口3处基本无能量，端口1的能量传输至端口2；高频信号激励时端口2处基本无能量，端口1的能量传输至端口3，实现了低/高频信号的隔离与传输。

(a) 低频(f = 12.5 GHz) (b) 高频(f = 20.4 GHz)

Figure 15. Energy distribution in parallel plate diplexer

图15. 平行板双工器内能量分布

6. 总体仿真结果

结合各部分设计，使用仿真软件对新型紧凑双频段馈电网络进行验证并微调优化。考虑到实际加工时导体表面不光滑问题，在仿真模型背景材料铜中引入表面粗糙度rms。根据国际电子工程协会发布的IPC-4552标准要求，设置rms = 0.2微米。S参数仿真结果如图16(a)所示，rms = 0时，输入端口反射系数S₁₁在低、高两频段均低于−22 dB，反射能量少，低频传输系数S₂₁ > −0.18 dB，高频传输系数S₃₁ > −0.1 dB，传输能量多，低频隔离度S₃₁ < −36 dB，高频隔离度S₂₁<−40 dB，实现了低/高频信号的隔离。Rms = 0.2微米时，S₁₁在低、高两频段均与rms = 0时无明显差别；S₂₁>−0.19 dB，对比rms = 0时略有减小，S₃₁ > −0.24 dB，对比rms = 0时减小，说明板材表面粗糙会引起能量损耗，且对于高频段影响大于低频段；S₃₁ < −41 dB，对比rms = 0时减小，S₂₁ < −40 dB，与rms = 0时无明显差别。图16(a)结果说明，加工引入的导体板材表面粗糙度虽然会导致结果有一定程度的恶化，但根据目前的工艺水平，依然能够保证产品实物具有良好的性能。

馈电网络生成的TEM波幅度和相位波动如图16(b)所示，横坐标表示馈线长度，为609.6 mm，纵坐标1、2分别表示频率为12.5 GHz、20.4 GHz时生成波的幅相波动。结果显示，未引入板材表面粗糙度时，低频电场幅度在±1.5 dB内波动，相位在±10˚内波动，高频电场幅度在±0.8 dB内波动，相位在±8˚内波动，幅相波动范围小，稳定性强，产生了良好的TEM波。引入板材表面粗糙度时，低频电场幅度在±1.5 dB内波动，相位在±8˚内波动，高频电场幅度在±0.7 dB内波动，相位在±8˚内波动，馈电网络生成的TEM波幅相波动性未发生明显改变，即导体板材表面粗糙度对馈电网络电场的幅相波动性影响不大。

(a) 双频段馈电网络S参数 (b) 双频段馈电网络电场幅相波动

Figure 16. S-parameters of dual band feeding network

图16. 双频段馈电网络S参数

图17为几种馈电结构在频率为12.5 GHz时生成的TEM波电场的幅相波动，横坐标表示馈线长度，左边Y轴为幅度波动，右边Y轴为相位波动。其中图(a)为本文设计的新型E-T树状双频段馈电网络，图(b)为文献[2]采用的Pillbox馈电系统，图(c)为文献[6]设计的E-T树状单频段馈电网络，图(d)为文献[8]采用的H-T树状双频段馈电网络，图(e)为文献[9]设计的正交共面双频段馈电网络。结果显示，图(a)~(e)电场幅度波动分别为：±1.5 dB、±10 dB、±2.5 dB、±2.4 dB、±5 dB，图(a)~(e)电场相位波动分别为：±10˚、±12˚、±11˚、±12˚、±24˚。其中，图(b)在馈线两侧幅值明显下降，能量呈锥削分布，相位也随馈电位置有较大波动，不利于天线边缘辐射体的有效利用，从而导致天线整体效率降低，并且Pillbox馈电系统由两层悬空平行板构成，容易变形，影响TEM波质量，而图(a)主要由折叠的波导管组成，结构稳定；图(c)电场的幅度、相位波动略大于图(a)，未进行双频段单端口激励设计，并且采用的连续型极化扭转结构稳定度弱于本文设计的离散型扭波导；图(d)电场的幅度、相位波动略大于图(a)，两频段功分器总端口之间的横向尺寸为446.922 mm，约为图(a) 204.382 mm的两倍，图(a)为低噪声放大器的连接预留了位置，避免了将低噪声放大器置于馈电网络底部而增加天线厚度，有利于降低天线整体纵向尺寸；图(e)电场的幅度、相位波动均明显大于图(a)，这是由于正交布置的另一频段结构对本频段结构进行了切割，从而对本频段的电场产生了干扰。图17结果说明，本文设计的馈电网络实现了结构稳定的双频段馈电网络的紧凑设计，生成了良好的TEM波线性源。

Figure 17. Amplitude and phase fluctuations of electric field in several feed structures

图17. 几种馈电结构电场的幅相波动

7. 结束语

本文设计了一种新型紧凑双频段TEM波线性源馈电网络，低频段工作在Ku (12.25~12.75 GHz)，高频段工作在Ka (19.6~21.2 GHz)，低/高两频段反射系数均优于−22 dB，传输系数分别优于−0.18 dB、−0.1 dB，隔离度分别优于−36 dB、−40 dB，合成波电场幅度波动范围分别为±1.5 dB、±0.8 dB，相位波动范围分别为±10˚、±8˚。馈电网络包含一种新型直角结构的反对称移位扭波导，在${\lambda }_g/4$ 长度下实现电场90˚扭转，实现了扭波导的小型化、低损耗、低复杂度设计。扭波导结合等幅同相输出的E-T波导功分器、阶梯变换的平行板传输线，产生结构紧凑、幅相稳定的线性源。功分器端口数目的任意性拓宽了馈电网络的应用场景，含有滤波结构的平行板双工器将两频段产生的线性源组合，实现了天线辐射体单端口双频激励。新型馈电网络相较于常用的Pillbox馈电系统提高了幅相稳定性、结构稳定度，相较于H-T树状并馈网络缩短了横向尺寸，实现了双频TEM波线性源紧凑设计，对天线实现小型化、口径复用及最大效率具有重大意义。虽然本文设计的馈电网络较现有的双频段馈电网络生成了均匀TEM波，实现了紧凑设计，但波导E-T功分器的纵向尺寸较高，单馈线无法有效激励天线后端口径面，下一步考虑引入介质、销钉等元素进一步压缩馈电网络纵向尺寸，进行馈线延拓及引入延时线进一步提高天线口径效率或进行波束控制。

致 谢

论文停笔，回首过往，感慨万千。6年前，我结束学生生涯加入郑州信大先进技术研究院，跟随信息工程大学雷雪副教授团队从事卫星天线研发工作，开启了人生征途的新篇章。

首先感谢信息工程大学副教授雷雪，讲师高峻。雷教授学术精湛，每每在我困顿之时，高屋建瓴，给与我最大的帮助。高老师始终认真细致地为我答疑解惑，指导技术突破点。其次感谢信息工程大学的讲师李天鹏，研究院的各位同事，以及研究院的各位领导们，使我在一个温暖愉快的大集体中逐渐进步。

NOTES

^*通讯作者。