应用于配电网系统的固态交流断路器研究

The Research of AC Solid State Circuit Breaker Applied to Distribution Grids

摘要: 随着配电网系统的智能化发展，对控制断路器快速投退的要求越来越高，为此设计了一种基于绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT)的固态断路器(Solid State Circuit Breaker, SSCB)，可以无弧、快速地开断交流配电网电路，并且具备一定的故障自检功能和过流保护能力，克服了机械断路器开断速度慢的缺点。本文介绍了固态断路器结构和主要模块的功能，并且描述了断路器的开断过程及原理。针对串联IGBT均压问题设计了改进型RCD电路，推导了串联均压电路和断路器的主要参数。在OrCAD Capture 16.3 Pspice平台搭建了一个16.3 kV/347 MVA的固态断路器并仿真验证了可行性。

Abstract: With the intelligent development of the distribution grids, the requirements for the rapid retreat of the control circuit breaker are getting higher and higher. Therefore a solid state circuit breaker based on the IGBT is proposed. It can fast break the AC circuits of the distribution grids without arc and has certain fault self-checking function and overcurrent protection, which overcomes the defect of slow breaking speed of mechanical circuit breaker. This paper introduces the structure of solid state circuit breaker and the functions of the main modules, and describes the breaking process and principle of the circuit breaker. Then an improved RCD circuit is designed for the voltage unbalancing problem of series connected IGBTs. The important parameters of the solid state circuit breaker are deduced. Finally, a solid state circuit breaker with 16.3 kV/347 MVA is developed for simulation test to verify its feasibility in OrCAD Capture 16.3 Pspice.

1. 引言

随着新能源技术的发展，风电、太阳能分布式电源和大量的电力电子元件接入交流配电网 [1] [2] [3] [4] ，为了线路发生短路故障后能及时、快速地切除故障线路，保护电网中的电力电子设备，现在亟需研究一种能够快速、灵活和可靠开断的断路器。

近年来功率半导体器件及其控制技术的进步促进了电力电子技术在电力系统中的广泛应用，其中，基于电力电子元件的固态断路器和混合式断路器的研究受到越来越多的重视。文献 [5] 设计了一种基于两条IGBT电路反串联组成的固态交流断路器，可以无弧、快速地开断交流电路，但是当电流正、反向流通时总有一条支路闲置无电流，导致元件的利用率低；文献 [6] 提出了一种可以重合闸和重分闸的新型拓扑结构的固态交流断路器，断路器使用半控型器件功率晶闸管(SCR)作为开断元件，所以电流必须过零才能关断，开断速度较慢且不够灵活；文献 [7] 设计了一种基于碳化硅型发射极关断晶闸管的固态直流断路器，优点是关断中等电压等级的大电流能力强，不足是驱动电路复杂且驱动功率大。

在此背景下，本文设计了一种适用于配电网的新型固态交流断路器，选用IGBT元件作为开断元件使断路器具有开断速度快、无弧和驱动结构简单等优势。这种拓扑结构对元件的利用率很高，可比文献 [5] 中的拓扑结构节省一半的IGBT元件，大大降低了成本。为了有效地消除断路器开断过程中造成的IGBT尖峰电压和串联均压不平衡问题，设计了改进型RCD均压电路。本文利用Pspice平台搭建了16.3 kV/347 MVA固态交流断路器模型并在配电网环境中进行开断仿真试验，试验结果证明了断路器开断速度快，并且过电压较小，开断效果良好。

2. 断路器结构与工作原理

目前有许多性能优良的电力电子器件，如SCR、GTO、GTR、IGBT、MOSFET、IGCT等 [8] ，综合了可控性、功率损耗、开关特性和技术成熟程度等因素之后，本文将IGBT应用于固态断路器的设计中，IGBT具有开断速度快、热稳定性好、电压驱动功率小、控制电流能力强、通态损耗低和发展成熟等特点。

结合IGBT的特性与交流断路器的功能，设计了一种固态交流断路器，结构如图1所示。

断路器分为主电路和辅助模块两部分。主电路是由四个二极管模块、IGBT模块和金属氧化物压敏电阻(metal oxide varistors, MOV)缓冲支路按照图1方式连接而成，负责构成流经断路器的负荷电流通路。辅助模块包含测量模块、控制与驱动模块和冷却装置，负责控制驱动断路器动作和保护电力电子元件。

Figure 1. Circuit breaker module structure

图1. 断路器结构模块

断路器工作在导通状态时，IGBT模块处于导通状态，正半周期交流电流沿图1中二极管模块1-IGBT模块–二极管模块4的点划线路径从A侧流向a侧，负半周期交流电流沿图1中二极管模块2-IGBT模块–二极管模块3的虚线路径从a侧流向A侧；断路器工作在关断状态时，IGBT模块处于关断状态，电流通路被关断，MOV支路呈高电阻状态无电流流过；当断路器收到分、合闸指令时，控制与驱动模块产生偏置电压驱动IGBT断开或导通，随着IGBT模块中的电流关断或导通，断路器完成分、合闸，全程不产生电弧。但是断路器分闸会引起电感电压突变，断路器不仅需要承受电感感应出的尖峰电压，还需要缓冲电感释放的能量，所以在断路器内部增加了改进型RCD电路和MOV缓冲支路。

二极管模块和IGBT模块采取多个元件串联和并联的方式组成，可以大幅提高断路器的耐压等级和额定电流，但是串联IGBT的均压问题直接影响到断路器的性能。为此特别设计了改进型RCD均压电路，既能发挥传统RCD电路动态均压作用，也能实现静态均压效果，示意图如图2所示。断路器关断瞬间IGBT两端会有尖峰电压，由C、D组成的并联电路可以吸收电感释放的能量从而抑制尖峰电压的产生，促进动态过程中各IGBT的均压平衡。除了关断时串联IGBT的动态不均压，在关断后也有可能因为运行特性的差异导致静态串联不均压，不利于断路器的持久可靠运行，所以在IGBT两端并联了静态均压电阻R_t。晶闸管Q平时是关断状态。C-D电路和静态电压电阻电路工作时间不同，是相对独立的两条支路。

IGBT模块两端并联的MOV与避雷器特性相似，MOV两端电压低于压敏电压时呈现高电阻状态，超过后电阻急剧变小同时将电压钳位在额定值，因此将MOV的压敏电压值设置为IGBT的额定电压以保护IGBT。断路器关断后，电流从IGBT转移到缓冲电容C上，当缓冲电容C两端电压达到MOV压敏电压时，MOV呈现低电阻状态，故障电流从C转移到MOV，通过MOV支路消耗电感或者雷电释放的冲击能量。图1中的MOV支路是一个示意图，实际电路中每个IGBT两端均并联一个MOV子模块，子模块串联组成MOV缓冲支路。

固态断路器分、合闸时所有IGBT元件的断开或导通具有同步性，控制与驱动模块的输出端与IGBT的栅极相连接，发送统一的驱动信号控制IGBT同时通断。测量模块包含电流互感器和测量仪器，实时监测每条IGBT支路的电流，发现过流则向控制与驱动模块发送警告信号并采取过流保护措施。由于电力电子元件开关损耗和通态损耗会产热，过热不仅会影响元件的工作特性，严重时还会导致元件烧毁，

Figure 2. Voltage balancing circuit of series connected IGBTs

图2. 串联IGBT的均压电路

所以可安装冷却装置进行散热，一般采用水冷散热，成本低且效果好。

3. 断路器参数设计

针对配电网的运行要求，根据本文断路器的结构特点对固体断路器的主要参数进行具体的设计，确定二极管模块和IGBT模块所需的元件及串并联数量，计算均压电路中电容和电阻的参数，设定缓冲支路MOV的压敏电压U_NMOV。

3.1. IGBT和二极管的选取

本文选用了RM500HA-24 (2H)型整流二极管和CM300DY-24H型IGBT作为二极管模块和IGBT模块的构成元件。RM500HA-24 (2H)型整流二极管主要参数为：I_F(AV) = 500 A，V_RRM = 1600 V。CM300DY-24H型IGBT的主要参数为：I_C = 300 A，I_CM = 600 A，V_CE = 1200 V。其中，I_C是IGBT集电极额定直流电流；I_CM是最大集电极电流；V_CE是IGBT最大承受电压；V_RRM是二极管反向重复峰值电压；I_F(AV)是二极管正向平均电流。

首先确定断路器的额定电压，计算单条支路上元件的串联数量。断路器承受的单相电压峰值 $U_{\varphi \text{m}}=\sqrt{2}\ast U_{\text{N}}/\sqrt{3}$ 。断路器是由电力电子元件组成的，参考文献 [9] [10] 的整定标准，电力电子元件的额定电压需留出2~3倍安全裕量，额定电流留出1.5~2倍安全裕量，故断路器的额定电压为：

$U_{\text{e}}=\left(2~3\right)\ast U_{\varphi \text{m}}=\left(2~3\right)\ast \frac{\sqrt{2}\ast U_{\text{N}}}{\sqrt{3}}$ (1)

式中，U_e是断路器额定电压；U_ϕm是单相电压峰值；U_N是配电网线电压。

二极管的串联数n₁可由下式求出：

$n_1=\lceil \frac{U_{\text{e}}}{V_{\text{RRM}}}\rceil$ (2)

IGBT的串联数n₂可由下式求出：

$n_2=\lceil \frac{U_{\text{e}}}{V_{\text{CE}}}\rceil$ (3)

式(2)、(3)中，n₁是串联二极管的数量；n₂是串联IGBT的数量； $\lceil \rceil$ 是向上取整运算符号。

然后计算并联支路数，因为二极管的额定电流是电流平均值，所以需将电流有效值转化为平均值。由短路电流有效值可以得到流经断路器的峰值电流 $I_{\text{m}}=\sqrt{2}\ast I_{\text{f}}$ ，每个二极管模块只流过半个周期的电流，电流平均值和峰值的关系为：

$I_{\text{dd}}=\frac{1}{\text{2π}}{\displaystyle {\int }_0^{\frac{T}{2}}\left(I_{\text{m}}\sin \omega t\right)\text{d}\left(\omega t\right)}=\frac{I_{\text{m}}}{\text{π}}$ (4)

式中，I_dd是流过二极管模块的电流平均值；I_m是流经断路器的电流峰值。

二极管模块的并联支路数n₃可由下式求出：

$n_3=\lceil \left(1.5~2\right)\ast \frac{I_{\text{dd}}}{I_{\text{F}\left(\text{AV}\right)}}\rceil$ (5)

IGBT模块最大集电极电流必须不小于短路电流峰值，所以IGBT模块额定电流最小应满足为：

$I_{\text{dg}}=I_{\text{m}}$ (6)

式中，I_dg是流过IGBT模块的额定电流峰值。

IGBT模块的并联支路数n₄可由下式求出：

$n_4=\lceil \left(1.5~2\right)\ast \frac{I_{\text{dg}}}{I_{\text{CM}}}\rceil$ (7)

将配电网电压U_N = 10 kV、短路电流I_f = 20 kA代入式(1)~(7)中可得n₁ = 11~16，n₂ = 14~21，n₃ = 27~36，n₄ = 71~95，所以二极管模块的并联支路取27条，每条支路串联11个二极管；IGBT模块的并联支路取71条，每条支路串联14个IGBT。此时断路器的额定电压为U_e = 16.3 kV，额定电流为I_e = 21.3 kA，最大开断电流I_emax = 42.6 kA。

3.2. 均压电路的参数设计

IGBT性能虽然已经取得了很大的进步，但是目前商用的IGBT仍不能满足电力系统的耐压要求。IGBT的串并联是提高模块容量最简单有效的方法，然而IGBT的串并联问题十分复杂，分压分流的影响因素众多，如IGBT自身参数不一致、外围电路参数不一致、栅极驱动电路信号不一致以及电路的布局和IGBT的工作温度等。为了解决串并联IGBT均压和均流问题，国内外已有大量相关研究 [11] - [16] 。

本文在此基础上设计了改进型RCD电路，它弥补了传统RCD电路的不足，不仅可以同时保障动、静态过程的电压平衡，还不会造成集电极电流上升。改进型RCD电路工作原理如图3所示，电路根据功能划分为动态和静态均压电路两部分。为了尽可能地减小串并联均压、均流不平衡，断路器最好使用同一批次参数相同的电子元件，采用元件对称布局以及增加散热装置。

(a) 动态均压充电过程 (b) 动态均压放电过程 (c) 静态均压电阻电路 (d) 静态均压等效电路

Figure 3. Principle of improved RCD circuit

图3. 改进型RCD电路工作原理

3.2.1. 动态均压电容和电阻选取

RCD电路中动态均压电路部分如图3(a)、图3(b)所示，由二极管、电容、晶闸管和电阻组成，关断时刻由C-D电路对电容充电，起关断缓冲作用，电流流向如图3(a)中的箭头方向；IGBT导通完毕后，晶闸管导通一段时间，形成C-Q-R环形通路对电容放电，为下一次关断缓冲做准备。

关断时刻的尖峰电压主要由断路器中的杂散电感产生，缓冲电容吸收电感释放的能量以减小尖峰电压，从而实现动态过程中的均压平衡。缓冲电容吸收的能量应和电感中释放的能量平衡。

$\frac{1}{2}C\ast \text{Δ}{U}^2=\frac{1}{2}{L}_{\text{s}}\ast I^2$ (8)

由式(8)可得：

$C=\frac{L_{\text{s}}\ast I^2}{\text{Δ}{U}^2}$ (9)

式中，L_s是断路器中的杂散电感；I为流经电感的电流；C为RCD电路中的缓冲电容；ΔU为电容两端产生的过电压。

Q应在IGBT完全导通后开通，在下次关断前关断，Q的导通时间根据实际情况而定，在此期间电容通过C-Q-R电路将能量释放完毕。

$\tau =R_{\text{2}}C\le {\tau }_{\text{0}}$ (10)

所以R₂取值范围为：

$R_{\text{2}}\le \frac{{\tau }_0}{C}$ (11)

式中，τ是C-Q-R电路的放电时间常数；τ₀是Q的导通时间；R₂是C-Q-R电路中的电阻。

吸收C释放的能量，所以R₂的功率应满足：

$P\ge \frac{1}{2}C\ast \text{Δ}{U}^2\ast \frac{1}{\tau }=\frac{\text{Δ}{U}^2}{2R_2}$ (12)

3.2.2. 静态均压电阻选取

因为生产工艺和工作温度的差异，IGBT实际运行时的自身参数会不一致，直接影响到串联IGBT的分压不均，此时可以将关断的IGBT等效成阻值不同的漏电阻。为了实现均压平衡，在漏电阻两端并联一个静态均压电阻R_t，使每个漏电阻与R_t并联后的等效电阻基本相等，示意图如图3(c)、图3(d)所示，后者是前者的等效电路。

依照经验，增加R_t后均压不平衡率在5%以内可保证各元件均压平衡，求出R_t的取值范围。定义均压不平衡率为串联IGBT中承受最高电压与最低电压之差和最高电压的比值。

$\gamma =\frac{V_{\max }-V_{\min }}{V_{\max }}$ (13)

式中，γ是均压不平衡率；V_max、V_min分别是串联IGBT中两端电压最大、最小值。

假设n个串联IGBT中，IGBT1承受的电压最大，IGBT2承受的电压最小，则并联静态均压电阻后均压不平率为：

$\gamma =\frac{V_{\max }-V_{\min }}{V_{\max }}=\frac{\left(R_{\text{off1}}//R_{\text{t}}\right)-\left(R_{\text{off2}}//R_{\text{t}}\right)}{\left(R_{\text{off1}}//R_{\text{t}}\right)}=\frac{\frac{R_{\text{off1}}}{R_{\text{off2}}}-1}{\frac{R_{\text{off1}}}{R_{\text{t}}}+\frac{R_{\text{off1}}}{R_{\text{off2}}}}$ (14)

根据γ ≤ 5%可得静态均压电阻取值范围：

$R_{\text{t}}\le \frac{R_{\text{off1}}}{19\ast \frac{R_{\text{off1}}}{R_{\text{off2}}}-20}$ (15)

式(14)、(15)中，R_t是静态均压电阻；R_off1是IGBT1的等效漏电阻；R_off2是IGBT2的等效漏电阻。

通过产品参数可求出漏电阻：

$R_{off}=\frac{V_{ces}}{I_{ces}}$ (16)

式中，V_ces是集电极–发射极阻断电压；I_ces是集电极–发射极漏电流。

由式(8)~(16)求得均压电路主要参数，RCD均压电路的参数μ = 53 pF，R₂ ≤ 180 Ω，P ≥ 4 kW，静态均压电阻R_t = 7 kΩ。

RCD均压电路可以有效地抑制动态过程中尖峰电压的产生，但是电容充电完毕后电路处于开断状态，不再发挥均压作用。静态均压电阻可以在后续的静态过程实现IGBT的均压平衡。所以将二者结合使用改善串联IGBT动、静态均压问题。

3.2.3. MOV的选取

MOV支路并联在IGBT两端，当电压将要超过IGBT最大承受电压时，MOV将电压钳制在安全电压以内，从而保护IGBT不被击穿。所以MOV的压敏电压U_NMOV应与IGBT最大承受电压相等。

$U_{\text{NMOV}}=V_{\text{CE}}$ (17)

因为V_CE = 1200 V，所以选取压敏电压为1200 V的MOV并联在IGBT两端。

4. 仿真试验

为了验证设计的固态断路器的开断能力和速度，依照第2节断路器的元件选取和参数设计，用Pspice软件搭建了一个16.3 kV/347 MVA的固态断路器模型，并对短路电流为20 kA的10 kV交流配电网进行分、合闸。断路器两端电压和流经断路器电流的仿真波形如图4(a)、图4(b)所示。

(a) 断路器分闸电压、电流波形 (b) 断路器合闸电压、电流波形

Figure 4. The simulation waveform of the circuit breaker closes and breaks circuit at 5 ms

图4. 断路器在5 ms时刻分、合闸仿真波形

图4(a)是断路器分闸过程两端电压和流经断路器的电流，从图中可知，配电网在3.3 ms时发生短路，随后短路电流激增至20 kA。断路器在5 ms时刻发出分闸指令，经过0.3 ms延时开始动作，电流开始下降，6.4 ms时刻电流降为0，此时断路器完全断开，分闸过程历经1.4 ms，断路器两端电压在分闸前有121 V的导通电压损耗，分闸过程产生了一个16 kV的尖峰电压，最后趋于稳定。图4(b)是断路器合闸过程的电压、电流波形，从图易知，断路器在5 ms时刻发出合闸指令，5.3 ms时断路器开始动作，5.4 ms时电压降为118 V(断路器通态压降)，在5.8 ms时刻电流恢复到19 kA，断路器完成合闸，共耗时0.8 ms。

综上所述，断路器的分闸时间1.4 ms，合闸时间0.8 ms，分闸过程中冲击电压控制在16 kV以内，由于固态断路器内部的电力电子元件工作时存在饱和电压，导致断路器有一定的电压损耗，试验中断路器的通态电压损耗为120 V左右，电压损耗率为1.5%，仍在可接受范围内。以ZW32-12F型机械断路器为例，分、合闸时间一般为20~55 ms和25~60 ms，导通时的电压损耗在2 V以内，所以与机械断路器相比，固态断路器的电压损耗较高，但是开断速度大大提升且有效抑制过电压，分、合闸效果更好。

5. 结语

本文基于IGBT快速开断的特性设计了一种纯电力电子元件组成的断路器，大大提高了开断电流的速度。但是由于电力电子元件的脆弱性，对它的保护直接关系到断路器能否可靠持久地工作，所以安装了均压电路和吸收电路防止IGBT遭受过压损坏。在Pspice平台搭建了16.3 kV/347 MVA固态断路器模型，并且在10 kV等级的交流配电网电路中进行了仿真试验。试验结果表明该断路器能够在短时间内快速开断电路，而且增加的均压电路和吸收回路能够有效地吸收回路中出现的冲击使断路器稳定运行在安全区域。